【文章內(nèi)容簡介】 播，即接收機(jī)所接收到的信號通過不同的直射、反射、折射等路徑到達(dá)接收機(jī)。多徑傳播模型如圖 所示，由于電波通過各個路徑的距離不同，因而各條路徑中發(fā)射波的到達(dá)時間和相位都不相同。不同相位的多個信號在接收端疊加，如果同相疊加則會使信號幅度增強(qiáng)，而反相疊加則會削弱信號幅度。這樣，接收信號的幅度就會發(fā)生急劇變化，就會產(chǎn)生衰落。 小尺度衰落的主要表現(xiàn)為：發(fā)射信號在短距離或短時間傳播后得到的接收信號強(qiáng)度急劇地變化；在不同多徑信號上，存在著時變的多普勒頻移（Doppler Shifts）引起的隨機(jī)頻率調(diào)制；多徑傳播引起的時延擴(kuò)展。影響小尺度衰落的主要原因有多徑傳播，移動臺的運(yùn)動速度和傳播環(huán)境物體的運(yùn)動。 多徑信道的時延擴(kuò)展和多普勒頻移 時延擴(kuò)展和多普勒頻移是多徑信道中兩個非常重要的概念。時延擴(kuò)展由發(fā)射信號到達(dá)接收端的時間和路徑不同引起的。多普勒頻移則由于移動臺的運(yùn)動導(dǎo)致接收信道的頻率發(fā)生變化 發(fā)射端發(fā)送一個窄脈沖信號，則在接收端可以收到多個窄脈沖，每一個窄脈沖的衰落和時延以及窄脈沖的個數(shù)是不同的。這樣就造成了信道的時間彌散性，設(shè)maxτ 被定義為最大時延擴(kuò)展。在傳輸過程中，由于時延擴(kuò)展，接收信號中的一個符號的波形會擴(kuò)展到其它符號當(dāng)中，造成符號間干擾（ISI）。為了避免產(chǎn)生 ISI，應(yīng)該令符號寬度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于無線信道的最大時延擴(kuò)展，或者符號速率要小于最大時延擴(kuò)展的倒數(shù)。由于移動環(huán)境十分復(fù)雜，不同地理位置，不同時間所測量到的時延擴(kuò)展都可能是不同的，因此需要采用大量測量數(shù)據(jù)的物理平均。 在頻域內(nèi)，與時延擴(kuò)展相關(guān)的另一個重要參數(shù)就是相關(guān)帶寬，實(shí)際應(yīng)用中通常用最大時延擴(kuò)展的倒數(shù)來表示相關(guān)帶寬，即 (210) 從頻域角度觀察，多徑信號的時延擴(kuò)展可導(dǎo)致頻率選擇性衰落，即針對信號中不同頻率成分，無線傳輸信道會呈現(xiàn)不同的隨機(jī)響應(yīng)，由于信號中不同頻率分量的衰落是不一致的，所以經(jīng)過衰落之后，信號波形就會發(fā)生畸變。當(dāng)信號的頻率較高，信號帶寬超過無線信道的相干帶寬時，信號通過無線信道后各頻率分量的變化是不一樣的，引起信號波形的失真，造成符號間干擾，此時認(rèn)為發(fā)生了頻率選擇性衰落。反之，當(dāng)信號傳輸效率較低，信道帶寬小于相干帶寬時，信號通過無線信號后各頻率分量都受到相同的衰落，因而衰落波形不會失真，沒有符號間干擾，則認(rèn)為信號只是經(jīng)歷了平衰落，即非頻率選擇性衰落 移動臺在運(yùn)動中進(jìn)行通信時，接收信號的頻率會發(fā)生變化，這就是多普勒頻移，這是任何波動過程都具有的特性。 信道的時變性是指信道傳遞函數(shù)是隨時間而變化的，即在不同時刻發(fā)送相同的信號，在接收端收到的信號是不相同的。時變性在移動通信系統(tǒng)中的具體體現(xiàn)之一就是多普勒頻移，即單一頻率信號經(jīng)過時變衰落信道之后呈現(xiàn)為具有一定帶寬和頻率包絡(luò)的信號，這又可以稱為信道的頻率彌散性。多普勒效應(yīng)所引起的附加頻率偏移可以稱為多普勒頻移（Doppler Shift），可以用下式表示 (211)其中，fc 表示載波頻率，c表示光速， fm表示最大多普勒頻移，v表示移動臺的速度?？梢钥吹?，多普勒頻移與載波臺運(yùn)動速度成正比。當(dāng)移動臺正向入射波方向移動時，多普勒頻移為正，即移動臺接收到的信號頻率會增加；如果背向入射波方向運(yùn)動，則多普勒頻移為負(fù)，即移動臺接收到的信號頻率會減少。由于存在多普勒頻移，所以當(dāng)單一頻率信號(fo)到達(dá)接收端的時候，其頻率不再是位于頻率軸177。 fo處的單純δ 函數(shù)，而是分布在 ( fofm,fo+fm), 內(nèi)的，存在一定寬度的頻譜。 從時域來看，與多普勒頻移相關(guān)的另一個概念就是相干時間，即 (212) 相干時間是信道沖激響應(yīng)維持不變的時間間隔的統(tǒng)計(jì)平均值。換言之，相干時間就是指一段時間間隔，在此間隔內(nèi)，兩個到達(dá)信號有很強(qiáng)的幅度相關(guān)性。如果基帶信號帶寬的倒數(shù)，一般指符號寬度大于無線信道的相干時間，那么信號的波形就可能會發(fā)生變化，造成信號的畸變，產(chǎn)生時間選擇性衰落；反之，如果符號的寬度小于相干時間，則認(rèn)為是非時間性選擇性衰落，即慢衰落。 加性高斯白噪聲 高斯白噪聲是所有信道的干擾源，它來源于信道媒質(zhì)微粒的熱運(yùn)動，它實(shí)際上是一種不確定的因素，它的存在使得信號經(jīng)過信道都會或多或少受到影響，之所以稱噪聲為白的，是因?yàn)檫@種噪聲的功率譜分布均勻，并且包含整個頻域，這與白光是各種色光的疊加相似。當(dāng)信噪比較低的時候，白噪聲對信道干擾的影響也就越凸現(xiàn)出來，由于高斯分布是不均勻的，誤碼是難以避免的。當(dāng)信噪比高，不出現(xiàn)特殊情況的時候，這種噪聲的影響逐漸削弱，所以一般系統(tǒng)在越過信噪比門限的時候，誤碼率就會以較快的速度趨向零，再增大信噪比已經(jīng)不是很有意義對于高斯信道，噪聲的仿真可以通過信號的能量、信噪比得到，具體的做法是通過對基帶信號模擬頻帶傳輸?shù)姆抡?，可以通過 （213） 算得噪聲的方差，這就可以產(chǎn)生一個零均值的，方差確定的高斯平穩(wěn)序列。這個序列疊加在信號抽樣的序列上就得到了信號在信道中傳輸?shù)募有阅Ｐ汀５谌? MIMOOFDM 信道估計(jì)技術(shù)信道估計(jì)是OFDM的重要技術(shù)組成部分，無線通信系統(tǒng)的性能主要受到無線信道的制約。發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜，從簡單的視距傳播到遭受各種復(fù)雜的地貌影響的多徑傳播。此外，無線信道不像有限信道那樣固定并可預(yù)見，而是具有很大的隨機(jī)性，導(dǎo)致接受信號的幅度、相位和頻率失真，很難進(jìn)行分析。所有這些問題對接收機(jī)的設(shè)計(jì)提出很大的挑戰(zhàn)，而在接收機(jī)中，信道估計(jì)器是一個很重要的組成部分。在OFDM系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個問題：一是導(dǎo)頻的選擇。由于無線信道的時變特性，需要接收機(jī)不斷對信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地發(fā)送。二是既有較低的復(fù)雜度又有良好的導(dǎo)頻跟蹤能力的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)。在確定導(dǎo)頻發(fā)送方式和信道估計(jì)準(zhǔn)則的條件下，尋找最佳的信道估計(jì)器結(jié)構(gòu)。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計(jì)其的設(shè)計(jì)通常優(yōu)勢相互關(guān)聯(lián)的，因?yàn)楣烙?jì)器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式偶關(guān)。OFDM系統(tǒng)接收端需要知道信道狀態(tài)信息（CSI）來恢復(fù)數(shù)據(jù)，沒有信道狀態(tài)信息，所發(fā)送的數(shù)據(jù)將不能被恢復(fù)。信道的盲估計(jì)在頻帶的利用率上要遠(yuǎn)高于半盲道估計(jì)和給予導(dǎo)頻的估計(jì)算法，而且能大大提高系統(tǒng)效率，但是在運(yùn)算的復(fù)雜程度上卻大大超過后者?，F(xiàn)金主要的信道估計(jì)算法有LS信道估計(jì)、LMMSE信道估計(jì)、SVD信道估計(jì)等。無線通信系統(tǒng)的性能很大程度上受到無線信道的影響，如陰影衰落和頻率選擇性衰落等等，使得發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜。無線信道并不像有線信道固定并可預(yù)見，而是具有很大的隨機(jī)性，這就對接收機(jī)的設(shè)計(jì)提出了很大的挑戰(zhàn)。在OFDM系統(tǒng)的相干檢測中需要對信道進(jìn)行估計(jì)，信道估計(jì)的精度將直接影響整個系統(tǒng)的性能。為了能在接收端準(zhǔn)確的恢復(fù)發(fā)射端的發(fā)送信號人們采用各種措施來抵抗多徑效應(yīng)對傳輸信號的影響，信道估計(jì)技術(shù)的實(shí)現(xiàn)需要知道無線信道的信息，如信道的階數(shù)、多普勒頻移和多徑時延或者信道的沖激響應(yīng)等參數(shù)。因此，信道參數(shù)估計(jì)是實(shí)現(xiàn)無線通信系統(tǒng)的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。能否獲得詳細(xì)的信道信息，從而在接收端正確地解調(diào)出發(fā)射信號，是衡量一個無線通信系統(tǒng)性能的重要指標(biāo)。因此，對于信道參數(shù)估計(jì)算法的研究是一項(xiàng)有重要意義的工作。信道估計(jì)的目的在于識別每組發(fā)送天線與接收天線之間的信道沖激響應(yīng)。從每副天線發(fā)出的訓(xùn)練子載波都是相互正交的，從而能夠唯一的識別每副發(fā)送天線到接收天線的信道。訓(xùn)練子載波在頻率的間隔要小于相干子帶寬，因此可以利用內(nèi)插訓(xùn)練子載波之間的信道估計(jì)值。根據(jù)信道的時延擴(kuò)展，能夠?qū)崿F(xiàn)信道內(nèi)插的最優(yōu)化。在下行鏈路中，在逐幀基礎(chǔ)上向所有用戶和廣播發(fā)送專用信道標(biāo)識時隙。上行鏈路中，由于移動臺發(fā)出的業(yè)務(wù)可以構(gòu)成時隙，而且信道在時隙與時隙之間會發(fā)生變化，因此需要在每個時隙內(nèi)包括訓(xùn)練和數(shù)據(jù)子載波。 同步：在上行和下行鏈路傳輸之前，都存在同步時隙，用于實(shí)施相位，頻率對齊，并且實(shí)施頻率偏差估計(jì)。時隙可以按照如下方式構(gòu)成：在偶數(shù)序號子載波上發(fā)送數(shù)據(jù)與訓(xùn)練符號，而在奇數(shù)序號子載波設(shè)置為零。這樣經(jīng)過 IFFT 變換之后，得到的時域信號就會被重復(fù)，更加有利于信號的檢測。 基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì) 具體的方法有LS算法，在掌握信道二階統(tǒng)計(jì)特性的情況下還可以采用更為準(zhǔn)確的算法等。具體的參考文獻(xiàn)有由ik Schober等人提出的采用二維Winner濾波器自適應(yīng)跟蹤時變信道的算法、eder snazi等人提出的自適應(yīng)信道估計(jì)算法、線性高斯內(nèi)插估計(jì)方法、最大似然估計(jì)算法、最優(yōu)線性MMSE算法，由于LS算法估計(jì)效果不夠理想，MMSE算法又過于復(fù)雜，XiaoYang等人還提出了將MMSE和RLS算法相結(jié)合的算法。還有一種就是通過設(shè)計(jì)導(dǎo)頻和訓(xùn)練序列來降低算法的復(fù)雜度，提高估計(jì)性能，例如Han Zhan等人提出的導(dǎo)頻符號分析補(bǔ)償算法，有的在訓(xùn)練序列中進(jìn)行功率補(bǔ)償?；趯?dǎo)頻訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法性能好，簡單且易于實(shí)現(xiàn)，應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所有的無線通信系統(tǒng)。這類方法的缺點(diǎn)就是訓(xùn)練序列占用了信息比特，降低了信道傳輸?shù)挠行?，浪費(fèi)了帶寬。另外在接收端，要將整幀的信號接收后才能提取出訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，不可避免的帶來了時延；下面介紹兩種基本的基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)算法。 LS 算法 LS估計(jì)算法結(jié)構(gòu)比較簡單、計(jì)算量也較小，但是對AWGN和ICI都較為敏感。在AWGN和ICI較大時，估計(jì)的性能下降較大。由于數(shù)據(jù)子載波上的信道響應(yīng)是通過對導(dǎo)頻子載波上的頻率響應(yīng)內(nèi)插得到的，導(dǎo)頻子載波處頻率響應(yīng)的估計(jì)的準(zhǔn)確程度將直接影響到整個估計(jì)的性能假定第 k 個符號周期，發(fā)射天線i和接收天線j 之間的載波信道響應(yīng)可以表示為 (31)定義基于 LS 準(zhǔn)則的代價函數(shù)為 (32) 將其求導(dǎo)，并令為零 (33) 經(jīng)整理可得 (34)定義， (35)代入式()可得 (36)寫成矩陣矢量的形式為 (37) 其中，和表示矩陣向量。 最優(yōu)線性 MMSE 算法 最優(yōu)線性 MMSE 算法是信道估計(jì)中的經(jīng)典算法，雖然它的估計(jì)結(jié)果是最優(yōu)的，但是由于該算法的復(fù)雜度較高從而限制了它在實(shí)際中的應(yīng)用。如果要求在時域?yàn)V波，可以通過使用 個過去沖激響應(yīng)測量值，當(dāng)前的信道沖激響應(yīng)測量值和 個將來信道沖激響應(yīng)測量值來構(gòu)建濾波器的信道沖激響應(yīng)。濾波后的信道沖激響應(yīng)可以通過每一個獨(dú)立的沖激響應(yīng)通過最優(yōu)線性 MMSE 濾波器得到 (38)其中，?表示Kronecker乘積，I 表示單位矩陣，是任意沖激響應(yīng)的維納濾波器權(quán)值。假設(shè)信道沖激響應(yīng)都是滿足獨(dú)立特征分布的，基于維納濾波器信道估計(jì)算法是線性MMSE估計(jì)算法中最優(yōu)的頻域信道估計(jì)表達(dá)式為 (39) 其中， V^n是最優(yōu)維納估計(jì)濾波器，H(n,k)是子信道在頻率n ，k 時刻的估計(jì)，時間內(nèi)接收端接收到的導(dǎo)頻序列信號。 維納濾波器可以表示為在時刻k ，所有接收頻域符號和發(fā)送符號 Z(n,k)以及信道沖激響應(yīng)h(k)之間的關(guān)系式可以表示為 (310)其中 表示加性高斯白噪聲，假設(shè)每一個信道沖激響應(yīng)元素都是獨(dú)立特征分布的，那么瑞利衰落信道的時間相關(guān)函數(shù)可以定義為 (311)其中， m=m1+m2+1是信道估計(jì)使用的時長， ,假設(shè)是信道沖激響應(yīng)的權(quán)值的協(xié)方差矩陣，的組成元素表達(dá)式如下 (312)其中， 是一階貝賽爾函數(shù)，是最大多普勒頻移。否則 （313）其中，是N點(diǎn)DFT矩陣的第行的前v個元素。通過構(gòu)造訓(xùn)練序列使用該表達(dá)式和上面的表達(dá)式和，可以得到最優(yōu)子信道的估計(jì)為 （314） 其中， （315） 盲信道估計(jì)信道可以通過發(fā)送訓(xùn)練序列來估計(jì)，但估計(jì) MIMO 信道需要大量的訓(xùn)練序列，而且在某些特定的通信環(huán)境中訓(xùn)練序列是不可行的。所以近年來，MIMOOFDM 系統(tǒng)的盲信道估計(jì)得到廣泛的研究。 盲信道估計(jì)在沒有導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列的情況下，借助通信系統(tǒng)或信號本身的冗余特性或已知信息，僅通過對接收信號進(jìn)行處理從而得到信道狀態(tài)信息。由于完全不需要發(fā)送導(dǎo)頻或者訓(xùn)練序列，盲信道估計(jì)可有效地提高系統(tǒng)的傳輸效率，并且對發(fā)射機(jī)和接收機(jī)協(xié)同性的要求降低，在提高通信系統(tǒng)的可靠性和容量方面有很大潛力，成為近年來信道估計(jì)中研究的熱點(diǎn)。盲信道估計(jì)有很多種算法：利用二階統(tǒng)計(jì)