【正文】 ,110000110001010111100101) 。constant b2：arr1：=(000001011100100111011110,110000110001010111100101) 。constant b3：arr1：=(111100001111110110110101,110000011110101110001110) 。constant b4：arr1：=(000011110000001001001011,110000011110101110001110) 。constant b5：arr1：=(111011000110110100100010,110000001001101000001010) 。constant b6：arr1：=(000100111001001011011110,110000001001101000001010) 。begin process(rst,clk) variable acc：signed (47 downto 0)。 begin if rst=39。139。 then step=0。 elsif clk39。event and clk=39。139。 then case(step) is when 0= for i in 2 downto 1 loop y1(i)=(others=39。039。)。 y2(i)=(others=39。039。)。 y3(i)=(others=39。039。)。 y4(i)=(others=39。039。)。 y5(i)=(others=39。039。)。 y6(i)=(others=39。039。)。 x1(i)=(others=39。039。)。 x2(i)=(others=39。039。)。 x3(i)=(others=39。039。)。 x4(i)=(others=39。039。)。 x5(i)=(others=39。039。)。 x6(i)=(others=39。039。)。 end loop。 when 1= acc：=x1(1)*a1(1)+x*a1(2)+x1(2)*a1(2)+y1(1)*b1(1)+y1(2)*b1(2)。 y1(2)=y1(1)。 y1(1)=acc(45 downto 22)。 x1(2)=x1(1)。x1(1)=x。 when 2= acc：=x2(1)*a2(1)+y1(1)*a2(2)+x2(2)*a2(2)+y2(1)*b2(1)+y2(2)*b2(2)。 y2(2)=y2(1)。 y2(1)=acc(45 downto 22)。 x2(2)=x2(1)。x2(1)=y1(1)。 when 3= acc：=x3(1)*a3(1)+y2(1)*a3(2)+x3(2)*a3(2)+y3(1)*b3(1)+y3(2)*b3(2)。 y3(2)=y3(1)。 y3(1)=acc(45 downto 22)。 x3(2)=x3(1)。 x3(1)=y2(1)。 when 4= acc：=x4(1)*a4(1)+y3(1)*a4(2)+x4(2)*a4(2)+y4(1)*b4(1)+y4(2)*b4(2)。 y4(2)=y4(1)。 y4(1)=acc(45 downto 22)。 x4(2)=x4(1)。 x4(1)=y3(1)。 when 5= acc：=x5(1)*a5(1)+y4(1)*a5(2)+x5(2)*a5(2)+y5(1)*b5(1)+y5(2)*b5(2)。 y5(2)=y5(1)。 y5(1)=acc(45 downto 22)。 x5(2)=x5(1)。x5(1)=y4(1)。 when 6= acc：=x6(1)*a6(1)+y5(1)*a6(2)+x6(2)*a6(2)+y6(1)*b6(1)+y6(2)*b6(2)。 y6(2)=y6(1)。 y6(1)=acc(45 downto 22)。 x6(2)=x6(1)。 x6(1)=y5(1)。 end case。 if step6 then step=step+1。 else step=1。 end if。 end if。 y=y6(1)。 end process。end iir_arch。數(shù)字濾波器設(shè)計譯 文應(yīng)用于高Q跨導(dǎo)一電容帶通濾波器的線性跨導(dǎo)運放設(shè)計王 斌 楊華中(清華大學(xué)電子工程系，北京 100084)摘 要：設(shè)計了一種具有高的直流增益的寬帶線性全差分跨導(dǎo)運放。一方面，并聯(lián)一個工作在線性區(qū)的場效應(yīng)管來補(bǔ)償直流三階系數(shù)，得到了一種應(yīng)用于連續(xù)時間濾波器、增加跨導(dǎo)器飽和區(qū)輸入信號幅度的簡單方法。另一方面，結(jié)合負(fù)電阻電路提高了輸出阻抗，實現(xiàn)高的直流增益而不需要額外的內(nèi)部結(jié)點，并減小了因有限直流增益和寄生電容引起的相位偏差。將此全差分跨導(dǎo)運放應(yīng)用于0．18um CMOS工藝二階帶通濾波器，在3．3V電源電壓、輸入峰峰值1V時，HSPICE仿真結(jié)果的總諧波失真小于40dB，中心頻率為20MHz，3dB帶寬為0．18MHz，即Q為110。關(guān)鍵詞：線性跨導(dǎo)運放；高直流增益；高品質(zhì)因數(shù)；帶通濾波器 引言近年來，隨著模擬和數(shù)字集成電路的高度發(fā)展，混合模/數(shù)混合系統(tǒng)得以實現(xiàn)?，F(xiàn)行的濾波器已實現(xiàn)了各種不同程度的集成，并可將多種設(shè)計技術(shù)運用于完全連續(xù)時間濾波器的實現(xiàn)。高頻應(yīng)用中，跨導(dǎo)－電容(—C)方式是眾所周知的連續(xù)時間的積分基本塊。積分中的相位轉(zhuǎn)移過剩將影響高頻濾波器的頻率響應(yīng)，而運算跨導(dǎo)放大器(OTA)單元的優(yōu)化設(shè)計可以消除相位誤差。圖帶負(fù)電阻電路的運算跨導(dǎo)放大器為獲得高輸出阻抗并提高運算跨導(dǎo)放大器電壓，可采用負(fù)阻抗消除它的正向輸出電阻，同時也能補(bǔ)償運算跨導(dǎo)放大器通過連續(xù)時間濾波器時因有限輸出阻抗引入的損失，提高Q值。負(fù)電阻電路(NRL)實現(xiàn)了高直流增益運算跨導(dǎo)放大器的大增益寬帶，并避免了積分器相位偏差。與其它廣泛運用的增強(qiáng)技術(shù)相比，負(fù)電阻電路極點少，消耗的電能少。本文介紹一種線性高直流增益的簡單運算跨導(dǎo)放大器。 高直流增益的負(fù)電阻電路運算跨導(dǎo)放大器模擬信號處理設(shè)計越來越多的運用運算跨導(dǎo)放大器，因為相對于傳統(tǒng)的低輸出阻抗的運算放大器(opamp)來說其速度較快，并且有合適的偏置跨導(dǎo)。然而運算跨導(dǎo)放大器工作的線性范圍受到嚴(yán)格限制，在近年的文獻(xiàn)中已有闡述。本文結(jié)合參考文獻(xiàn)[11，12]中的一種新型技術(shù)把輸入微分偶線性化，同時采用負(fù)電阻電路來減少由運算跨導(dǎo)放大器內(nèi)部低阻抗和寄生電容引起的非零積分相移。圖1顯示了運算跨導(dǎo)放大器的結(jié)構(gòu)，其中包括負(fù)電阻電路(M 5，M 6，M 7，M 8)和微分跨導(dǎo)單元(M 1，M 2，M 3，M 4，M 33，M 44)，用以改善低噪音放大器的線性。電路的非線性主要來自場效應(yīng)管的非線性區(qū)，可以由一定區(qū)域的泰勒展開來定圖M1直流電流電壓曲線和三階系數(shù)曲線義： 這里x(t)和y(t)分別是場效應(yīng)管的輸入電壓Vg和輸入電流Ids。當(dāng)x很小時，Y(t)≈glx，即gi是小信號增益。g2，g3是直流I－V特性的連續(xù)導(dǎo)數(shù)。由于微分結(jié)構(gòu)消除了所有偶數(shù)階諧波，三階系數(shù)g3成了微分運算跨導(dǎo)放大器諧波失真的主要來源。m33和M 44起到消除g3的作用。 圖M1和M3的三階系數(shù)圖2是簡單級聯(lián)電路輸出漏源電流與級聯(lián)電路三階系數(shù)g3的曲線。場效應(yīng)管i－v曲線(圖2)表現(xiàn)出三階系數(shù)在放大區(qū)和飽和區(qū)的不對稱性。根據(jù)級聯(lián)電路的這一特點，我們可以添加一個工作在放大區(qū)的場效應(yīng)管來消除原場效應(yīng)管的非線性特性。與M1并聯(lián)的支路(M3和M33)起到對原級聯(lián)電路非線性進(jìn)行補(bǔ)償?shù)淖饔?。?dāng)輸入信號幅度很小時，M33工作在飽和區(qū)，M3工作在放大區(qū)。M2，M44和M4 分別與 M1，M33以及M 3對稱。圖運算跨導(dǎo)放大器輸出電流和gm隨Vq的變化圖3分別顯示了M1和M3的三階系數(shù)，M1首先進(jìn)入飽和區(qū)，然后M3接著進(jìn)入飽和區(qū)。然而，當(dāng)輸入大信號時，M3進(jìn)入放大區(qū)，M1仍處于飽和區(qū)。在共模輸入電壓(cmiv)下，M1和M3的三階系數(shù)能相互抵消，因此，隨三階系數(shù)減小運算跨導(dǎo)放大器的線性特性得到改善。圖4為負(fù)電阻電路的線性運算跨導(dǎo)放大器跨導(dǎo)(gm)的仿真結(jié)果。， 。圖圖1電路的小信號等價電路理想的跨導(dǎo)放大器是無限頻寬的壓控流源，其輸入輸出阻抗都是個無窮大。然而，實際的gm單元的輸出阻抗總是有限的，并且是一個主極點不為0的兩極系統(tǒng)。同時，內(nèi)部低阻抗引起的非零積分相移，寄生電容將使實際頻響偏離理想的情況，尤其是在過剩相移不減少的情況下對高Q系統(tǒng)就會變得不穩(wěn)定。最近，一些有研究者研究出一種基于負(fù)電阻電路的技術(shù)。由小信號宏模型我們能重現(xiàn)圖1的積木電路包括寄生輸出電阻Rp及圖5中并聯(lián)的負(fù)電阻。從宏模型可以求得運算跨導(dǎo)放大器的傳遞函數(shù)，、Cp分別為負(fù)載電容和寄生電容，Rn、Rp用右圖描述。在圖1中的負(fù)電阻電路支路中使用標(biāo)準(zhǔn)的平方律模型MOS器件，差分輸出電流可以描述為圖運算跨導(dǎo)放大器的輸出增益和相位 (3) 其中是運算跨導(dǎo)放大器的參數(shù)。等價輸出跨導(dǎo)為這樣，負(fù)阻抗Rn可寫作(5)圖運算跨導(dǎo)放大器的輸出增益和相位隨Va的變化、分別是M8的跨導(dǎo)和M5。如果輸出端的輸出阻抗總和接近負(fù)阻抗，在理論上將獲得無窮大的輸出電阻和電壓增益。從圖1電路可看出，當(dāng)四個場效應(yīng)管都工作在飽和區(qū)且M3的工作在放大區(qū)時，輸出跨導(dǎo)總和接近MM3 M與M8的總和。因此，運算跨導(dǎo)放大器的輸出電導(dǎo)可以近似為：圖運算跨導(dǎo)放大器總的諧波失真隨VCM的變化由(2)式可知， 在條件下，可以獲得運算跨導(dǎo)放大器的無限直流增益。 但是，如果，該系統(tǒng)由于右半平面存在極點而不穩(wěn)定，形成過補(bǔ)償。從(4) 式和(5) 式可看出，當(dāng)且僅當(dāng)滿足以下不等式時，不穩(wěn)定的狀態(tài)是可以避免的。圖6顯示了該運算跨導(dǎo)放大器電路的交流響應(yīng)。簡單起見，增益和相位曲線在不同電壓V下的變化情況見圖7。根據(jù)eqs。(4)和(7)，負(fù)跨導(dǎo)與電源電壓和Va的差值成線性關(guān)系。根據(jù)圖7可見該曲線在V＝。當(dāng)Va，該系統(tǒng)由于負(fù)相坡將繼續(xù)保持穩(wěn)定。HSPICE 仿真顯示在CMIV＝＝。圖1電路總諧波失真(THD)仿真結(jié)果為圖8。HSPICE仿真結(jié)果表明當(dāng)輸入電壓為1Vp－p， 小于1%。圓圈，實線，虛線，2。 高Q值帶通濾波器設(shè)計 圖9是一個二階帶通濾波器，而運算跨導(dǎo)放大器作為活躍回轉(zhuǎn)體的g2與g3和g1，C1和C2，形成一個積分器。其等效電感為：中心頻率為： 圖二階帶通濾波器為了使運算跨導(dǎo)放大器的輸出阻抗近似為無窮大，可以將G單元并聯(lián)一個負(fù)G 單元。這時輸出阻抗就為：(11)其中g(shù)oi是I－th 運算跨導(dǎo)放大器，的輸出阻抗，gm是負(fù)G單元的輸出阻抗。傳遞函數(shù)可以近似為圖采用負(fù)電阻電路運算跨導(dǎo)放大器的二階帶通濾波器Q值為圖10為采用線性負(fù)電阻電路 運算跨導(dǎo)放大器的帶通濾波器幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)的HSPICE仿真結(jié)果。該仿真是在20mhz中心頻率和Q值為110，CC2等于 。 結(jié)論本文介紹了工作于高頻低幅電壓狀態(tài)下的高增益線性運算跨導(dǎo)放大器的設(shè)計，由此帶通濾波器在幾十兆赫茲附近具有高品質(zhì)因數(shù)，大電壓增益和良好的線性。 數(shù)字濾波器設(shè)計外文原文為了不影響您真情的揮灑，這里我就不給出模板了。J僅“同等學(xué)歷”的同學(xué)需要寫這個。什么是“同等學(xué)歷”