【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 ell PWM: CSML)又稱完美無諧波變頻器，其性能達(dá)到甚至超過了IEEE519國際諧波標(biāo)準(zhǔn)。單元串聯(lián)多電平PWM電壓源型變頻器采用若干個(gè)低壓PWM變頻功率單元串聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)直接高壓輸出。該變頻器對(duì)電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數(shù)高，不必采用輸入濾波器和功率因數(shù)補(bǔ)償裝置。輸出的波形好，不存在由諧波引起的電動(dòng)機(jī)附加發(fā)熱和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)、噪聲、輸出、共模電壓等問題，可以使用普通的異步電動(dòng)機(jī)。 串聯(lián)高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)單元串聯(lián)多電平技術(shù)就是采用多組低電壓小功率IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)，PWM變頻單元串聯(lián)輸出為高壓變頻器，實(shí)現(xiàn)大功率集成。其特點(diǎn)是由低壓的功率器件所組成的功率單元串聯(lián)，從而實(shí)現(xiàn)高壓的輸出。由于采用的是功率單元進(jìn)行串聯(lián)，因此不存在元件之間的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)均壓?jiǎn)栴}，并且該方案設(shè)計(jì)的變頻器具有模塊化的結(jié)構(gòu)，便于更換和維護(hù)。各變頻單元由一個(gè)多繞組的隔離變壓器供電，并以高速微處理機(jī)和光導(dǎo)纖維實(shí)現(xiàn)控制和通信?！?0kV，功率為50kW～5MW。以6kV輸出電壓等級(jí)變頻器為例，電網(wǎng)電壓經(jīng)過二次側(cè)多重化的隔離變壓器降壓后向功率單元供電，功率單元為三相輸入、單相輸出的交－直－交PWM 電源型逆變器結(jié)構(gòu)。將相鄰功率單元的輸出端串接起來，形成Y型結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)變壓變頻的高壓直接輸出，供給高壓電動(dòng)機(jī)。各功率單元分別由輸入變壓器的一組二次繞組供電，功率單元之間及變壓器二次繞組間相互絕緣。6kV變頻器的輸入變壓器實(shí)行多重化設(shè)計(jì)，以達(dá)到降低輸入諧波電流的目的。變壓器副邊有15個(gè)二次繞組，采用延邊三角形聯(lián)結(jié)，分為5個(gè)不同的相位組，互差電角度。每相由5個(gè)功率單元串聯(lián)而成時(shí)，形成30脈波的二極管整流電路結(jié)構(gòu)。所以理論上29次以下的諧波都可以消除，輸入電流波形接近正弦波，總的諧波電流失真率可低于1%。在變壓器二次繞組分配時(shí)，組成同一相位組的每三個(gè)二次繞組，分別給屬于電動(dòng)機(jī)三相的功率單元供電。這樣，即使在電動(dòng)機(jī)電流出現(xiàn)不平衡的情況下，也能保證每個(gè)相位組的電流基本相同，達(dá)到理想的諧波抵消效果。每相由5個(gè)額定電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成，輸出相電壓最高可達(dá)3450V，線電壓可達(dá)6kV左右，如圖21所示。每個(gè)功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/5的相電壓和1/15的輸出功率。變壓器的15個(gè)二次繞組經(jīng)過熔斷器，分別接到每個(gè)功率單元三相二極管整流橋的輸入端，功率單元的結(jié)構(gòu)如圖22所示，功率單元的電壓等級(jí)和串聯(lián)數(shù)量決定了變頻器輸出電壓，功率單元的額定電流決定變頻器輸出電流。三相交流電整流后經(jīng)濾波電容濾波形成直流母線電壓，由于輸入變壓器阻抗設(shè)計(jì)得較大(一般為8%左 圖21 功率單元串聯(lián)型高壓變頻器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖圖22 功率單元串聯(lián)型高壓變頻器拓?fù)鋱D右)，直流環(huán)節(jié)不必設(shè)置限流電阻。當(dāng)功率單元額定電壓為690V時(shí)，直流母線電壓為900V左右。逆變器由4個(gè)耐壓為1700V的IGBT模塊組成H 橋式單相逆變電路，通過PWM 控制，在T1和T2兩端得到變壓變頻的交流輸出，輸出電壓為單相交流0～690V，頻率為0～50Hz (根據(jù)電動(dòng)機(jī)的額定功率，可以響應(yīng)調(diào)整，最高可達(dá)120Hz)。由于變頻器不是用傳統(tǒng)的器件串聯(lián)的方式來實(shí)現(xiàn)高壓輸出，而是采用整個(gè)功率單元串聯(lián)，所以不存在器件串聯(lián)引起的均壓?jiǎn)栴}。單元串聯(lián)多電平SPWM電壓源型變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，包括移相輸入變壓器、變頻器主電路和中高壓電動(dòng)機(jī)三大部分。按照這種主電路形式拓?fù)錁?gòu)成的高壓變頻器可以解決兩個(gè)技術(shù)難題：（1） 高可靠性每一個(gè)功率單元都是一個(gè)小型的低壓變頻器，每相的電壓由功率單元的輸出電壓疊加而成，當(dāng)一個(gè)功率單元出現(xiàn)故障后，只會(huì)使相電壓降低，通過旁路切除后系統(tǒng)能繼續(xù)運(yùn)行，不會(huì)出現(xiàn)一個(gè)單元損壞而導(dǎo)致其它單元損壞的連環(huán)故障。這是一個(gè)突出的優(yōu)點(diǎn)，也是功率元件直接串聯(lián)所不能比擬的。功率元件直接串聯(lián)，只要有一個(gè)功率元件出現(xiàn)故障，就會(huì)導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)不能工作，所以可靠性較差。（2） 解決了對(duì)電網(wǎng)的污染問題它的功率因數(shù)高，每相由多個(gè)低壓變頻功率單元相互串聯(lián)來實(shí)現(xiàn)高壓輸出。功率單元供電的二次繞組相互存在一個(gè)相位差，以實(shí)現(xiàn)輸入電壓多樣化。以6kV高壓變頻器為例，每相由5個(gè)額定電壓為690V的功率單元串聯(lián)，三相共有15個(gè)功率單元，分別由輸入隔離變壓器的二次繞組供電。15個(gè)二次繞組分3組，每組之間存在相位差，形成相當(dāng)于15個(gè)脈沖整流，使得電壓總畸變率只有3%，電流總畸變率小于4%。 串聯(lián)高壓變頻器的組成圖23 功率單元串聯(lián)型高壓變頻器結(jié)構(gòu)平面圖圖23為高壓變頻器結(jié)構(gòu)平面圖，其主要由旁路柜、變壓器柜、功率柜和控制柜組成。旁路柜實(shí)現(xiàn)整體旁路功能；變壓器柜安放移相變壓器，為每個(gè)功率單元供電；功率柜安放功率單元，為高壓變頻器的主要工作部分，實(shí)現(xiàn)多脈沖整流輸入和高壓變頻輸出；控制柜為變頻器的核心控制部件，控制變頻器的運(yùn)行、停止等。下文主要論述其中3個(gè)部分：移相變壓器、功率單元和串聯(lián)輸出。由于高壓變頻器直接與電網(wǎng)相連接，若是采用傳統(tǒng)的三相6脈動(dòng)整流，則輸入電流中含有6k177。1(k =1,2,3…)次諧波，這樣將對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的諧波污染。所以對(duì)于高壓變頻器系統(tǒng)，為了減少對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，必須采用更多級(jí)脈沖的整流電路。在該高壓變頻器系統(tǒng)中多重化移相變壓器起到輸入電壓變換的作用，為整個(gè)變頻器的每個(gè)功率單元提供獨(dú)立的電源。該變壓器的輸入直接與610KV的電網(wǎng)相聯(lián)結(jié)，而輸出為三相15路輸出(采用五級(jí)功率單元串聯(lián)時(shí))。其中每三路為一組，它們輸出電壓的相位角相等。而五組繞組的相角分別為、。這樣對(duì)于電網(wǎng)來說，整個(gè)變頻系統(tǒng)的輸入相當(dāng)于30脈波整流，理論上在輸入電流諧波中不含有29次以下諧波。所以，串聯(lián)型多電平變頻器對(duì)電網(wǎng)的諧波污染是非常低的，該系列變頻器的輸入側(cè)不必另外設(shè)置輸入濾波器進(jìn)行濾波，這樣就簡(jiǎn)化了系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，同時(shí)也提高了整個(gè)系統(tǒng)的效率。該多重化移相變壓器的繞組構(gòu)成如圖24所示。其中a圖為零度角相移的繞組，a相、b相和c相采用了傳統(tǒng)的Y型連接方式。24(b)圖為正相移動(dòng)x度角的繞組連接 (a):不移相 (b):移相正X度 (c):移相負(fù)X度圖24 移相變壓器繞組圖，以a39。相為例，該a39。相是由a相和m1相合成構(gòu)成，其中m1相與c相的相位相反，且m1相與a相的夾角為。假設(shè)a相、m1相和a39。相的繞組匝數(shù)分別為nnn3，根據(jù)三角形的正弦定律關(guān)系可求得有nn2和n3滿足以下關(guān)系： (21)按照公式21的比例關(guān)系即可確定所需要相位的輸出電壓，通過改變繞組的匝數(shù)即可改變輸出電壓的幅值。圖24(c)為負(fù)相移動(dòng)y度角的繞組連接圖，以a相為例，該相是由a相和m2相合成構(gòu)成，m2相的相位與b相相反，且a相與m2相的夾角為。假設(shè)a相、m2相和a相的繞組匝數(shù)分別為nnn6，根據(jù)三角形的正弦定律關(guān)系可求得有nn5和n6關(guān)系為： (22) 同樣根據(jù)上式即可確定負(fù)相移動(dòng)一定相位的電壓輸出，通過改變繞組的匝數(shù)來改 變輸出電壓的大小。對(duì)于兩相，根據(jù)圖24中的相位關(guān)系，即可得到各相的繞組關(guān)系。按照該繞組的關(guān)系和所需輸出電壓的大小，即可實(shí)現(xiàn)多重化移相變壓器的多相移相輸出。 圖25 功率單元電路結(jié)構(gòu)如圖25所示，功率單元整流部分采用二極管不可控整流電路，能量不能回饋電網(wǎng)，不能實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。由于采用了二極管整流的電壓源型結(jié)構(gòu)，電動(dòng)機(jī)所需的無功功率可由濾波電容提供，輸入功率因數(shù)較高，不必采用功率因數(shù)補(bǔ)償裝置。同時(shí)，變頻器對(duì)浪涌電壓的承受能力較強(qiáng)，雷擊或開關(guān)操作引起的浪涌電流，經(jīng)過功率單元的整流二極管，給濾波電容充電，濾波電容足以吸收進(jìn)入到功率單元內(nèi)的浪涌能量。為了增加輸出相電壓的幅值，需要將多個(gè)功率單元相串聯(lián)來實(shí)現(xiàn)單相電壓輸出，其串聯(lián)電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖26所示。從圖26中?？梢钥闯觯肯噍敵鰹樗泄β蕟卧敵鲭妷旱寞B加，雖然每相的輸出電壓比較高，但每個(gè)功率單元所承受的電壓屬于低壓范疇，所以每個(gè)功率單元所用的功率器件不必采用高壓功率器件，也就不存在功率器件均壓?jiǎn)栴}。由于相電壓的變化率為每個(gè)功率單元輸出電壓的變化率，所以該種變頻器輸出電壓的變化率要遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)的功率器件直接串聯(lián)式，對(duì)電機(jī)的影響較小。從圖26中還可以看出，當(dāng)多個(gè)功率單元串聯(lián)輸出時(shí)，每相輸出電壓的等級(jí)數(shù)將大大增加。假設(shè)功率單元串聯(lián)的數(shù)口為N，則每相輸出電壓的等級(jí)有[+NE，+(N1)E。，－(N1)E，NE]，共2N+1個(gè)。而變頻器線電壓的輸出電壓等級(jí)為4N+1個(gè)，輸出電壓等級(jí)數(shù)目較多，輸出電壓和電流的波形也更接近于正弦波，諧波含量也更低。采用N級(jí)功率單元串聯(lián)輸出時(shí)，每個(gè)功率單元所承受的實(shí)際電壓為輸出相電壓的，而流過電流為該相相電流，所以每個(gè)功率單元的實(shí)際輸出功率為整個(gè)變頻器的。串聯(lián)式多電平變頻器有很多優(yōu)點(diǎn)： (1) 4N只開關(guān)器件按橋式串接，輸出相電壓臺(tái)階數(shù)為2N+1，在各種結(jié)構(gòu)中輸出臺(tái)階數(shù)最多，而且可以任意多級(jí)串聯(lián)，較容易獲取高壓；圖26 三相多電平功率變換電路圖(2) 由于串接單元完全相同，使得制造過程可以模塊化和批量生產(chǎn)，降低制造成本，便于單元更換和系統(tǒng)維護(hù)；(3) 由于無二極管和電容的箱位問題，電平數(shù)目可做得較多，較小，電壓諧波含量很低；(4) 每個(gè)單元都是一個(gè)獨(dú)立的交直交系統(tǒng)，中間環(huán)節(jié)靠電容儲(chǔ)能，故需要大量的電容，尤其系統(tǒng)容量大時(shí)，大量的電容造成系統(tǒng)體積龐大；(5) 采用移相變壓器通過多脈沖整流方式來提供獨(dú)立直流電源，如果每相為5級(jí)單元串聯(lián)，相當(dāng)于30脈沖整流，幾乎可以實(shí)現(xiàn)所謂的完美無諧波。不過由于移相變壓器本身的電磁關(guān)系限制，同等功率等級(jí)下，它比普通變壓器需要更多的材料，體積更大； (6) 由于硬件實(shí)現(xiàn)成本太高，目前還沒有實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行和能量回饋。由于變壓器副邊電壓很低，高壓輸出是通過多級(jí)串聯(lián)來獲得，所以每一個(gè)單元都可以采用低電壓等級(jí)的開關(guān)器件，降低了對(duì)器件的要求。目前國外許多著名的電氣公司包括東芝，羅賓康，安薩爾多都己經(jīng)有采用該拓?fù)涞淖冾l調(diào)速產(chǎn)品。主要用于風(fēng)機(jī)，水泵等一些不需要四象限運(yùn)行的場(chǎng)合，還可以運(yùn)用在無功補(bǔ)償以及基于蓄電池的電動(dòng)裝置中。 串聯(lián)高壓變頻器的PWM控制方法由于串聯(lián)型中高壓變頻器都是由低壓?jiǎn)卧?lián)組成，因此，低壓的一些控制方法可以應(yīng)用在串聯(lián)型中高壓變頻器的場(chǎng)合中?；谳d波的SPWM控制方法是最常用的多電平PWM控制方法之一，它是兩電平SPWM技術(shù)在多電平中的直接拓展。由于中高壓逆變器電路拓?fù)涞膹?fù)雜性和多樣性，與兩電平逆變器相比，其控制方法也更加多樣化。其中階梯波調(diào)制法、消諧波技術(shù)和載波相移SPWM技術(shù)是針對(duì)傳統(tǒng)串聯(lián)型逆變器的主要控制方法。（1） 階梯波調(diào)制法生成階梯波的算法主要有：①低次諧波含量最少原則法；②選擇諧波消去法；③多載波調(diào)制法。圖27是多載波調(diào)制法生成階梯波示意圖。上下三角載波關(guān)于時(shí)間軸對(duì)稱，周期為2倍于調(diào)制波，三角載波和調(diào)正弦波的交點(diǎn)決定了逆變器的開關(guān)狀態(tài)，當(dāng)正弦波大于上面三角波時(shí)相應(yīng)單元輸出為正，否則輸出為0，當(dāng)正弦波小于下面三角波時(shí)相應(yīng)單元輸出為負(fù)，否則輸出為0。階梯堆波法通過控制每一個(gè)H橋單元的導(dǎo)通時(shí)間，使得每一相H橋單元的輸出疊加后的階梯波接近正弦波。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是總諧波含量較低，開關(guān)頻率低。但這種方法用于調(diào)速系統(tǒng)時(shí)，因?yàn)檩敵鲱l率不斷變化，需要實(shí)時(shí)計(jì)算各 H 橋單元的導(dǎo)通時(shí)間，計(jì)算量非常大。另外，這種方法在一個(gè)正弦波輸出周期內(nèi)，各H橋單元的導(dǎo)通時(shí)間不一致，造成各H橋單元的輸出功率不平衡，因此必需采取措施來解決，給控制帶來一定難度。目前均衡控制的方法主要是循環(huán)分配或交替分配法，這中方法的缺點(diǎn)是當(dāng)循環(huán)周期結(jié)束時(shí)，利用率才能達(dá)到一致。當(dāng)參考信號(hào)變化較快時(shí)，循環(huán)分配的方法難以實(shí)現(xiàn)均衡控制，不適應(yīng)于閉環(huán)實(shí)時(shí)控制。 圖27 多載波調(diào)制法生成階梯波示意圖（2） 消諧波PWM法(SHPWM)消諧波PWM法(Subharmonics PWMSHPWM)的原理是電路的每相使用一個(gè)正弦調(diào)制波與幾個(gè)三角波進(jìn)行比較如圖28。例如對(duì)于一個(gè)N電平的變換器，每相采用n1個(gè)具有相同頻率和相。同峰－峰值的三角波與一個(gè)頻率為，幅值為的正弦波相比較，在正弦波與三角波相交的時(shí)刻，如果正弦波的幅值大于某個(gè)三角波的幅值，則開通相應(yīng)的開關(guān)器件，反之，則關(guān)斷該器件。為了使N1個(gè)三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們?cè)诳臻g上是緊密相連且整個(gè)載波集對(duì)稱分布于零參考的正負(fù)兩側(cè)。根據(jù)三角載波之間相位關(guān)系的排列不同，可以有三種不同的排列方式：①同相層疊方式；②正負(fù)反相層疊方式；③交替反相層疊方式。圖28為同相層疊方式的 PWM 脈沖生成示意圖，這三種載波 PWM方法在輸出諧波方面有所不同。利用雙邊傅立葉分析，可得同相層疊方式的諧波性能最好，其次為交替反相層疊式，正負(fù)反相層疊式最差。 圖28 消諧波PWM方法 （3） 載波相移SPWM技術(shù)(Carrier Phase Shifting SPWM－CPSSPWM)串聯(lián)型逆變器是以電壓型單相H橋?yàn)榛締卧渲麟娐吠負(fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖26所示，其中，載波相移SPWM調(diào)制方法的基本原理是，對(duì)于由N個(gè)單元H橋組成的單相逆變器，各個(gè)單元H一橋都采用低開關(guān)頻率的SPWM的調(diào)制方法，每個(gè)單元H一橋都采用同一個(gè)調(diào)制波，用N組三角載波分別進(jìn)行調(diào)制，各三角載波具有相同的頻率和幅值，但相位依次相差固定的角度，從而使每個(gè)單元H橋輸出的SPWM脈沖錯(cuò)開一定的角度，等效開關(guān)頻率大大增加，經(jīng)過疊加后逆變器最終輸出的波形是一個(gè)多電平的階梯波，選擇合適的相移角度就能使輸出電壓的諧波含量大幅度減少。利用相移SPWM技術(shù)進(jìn)行調(diào)制的三相逆變器，三相正弦波依次相差，每相各單元載波的變化如上所述。 根據(jù)圖26的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，每個(gè)單元H一橋均采用SPWM調(diào)制，載波比為，載波頻率為，采用不同的調(diào)制方法，輸出電壓波形也有差異。本文采用單極性調(diào)制，N個(gè)載波依次相移角度，N個(gè)SPWM脈沖錯(cuò)開一定的角度，等效載波頻率為，