【正文】 電阻的比值。此時等效電路圖同堵轉(zhuǎn)實驗時的情況。此時單相等效電路圖如下所示。最后分析了電機參數(shù)自檢測的方法，并設(shè)計了電機參數(shù)自檢測的步驟。最后通過Matlab/Simulink開發(fā)了直接磁場定矢量控制系統(tǒng)并給出了仿真結(jié)果。3） 溫度和頻率變化對電機參數(shù)的影響忽略不計。因此，為討論問題的方便，下面僅在二維坐標(biāo)系下以矢量的觀點建立交流電機的數(shù)學(xué)模型，并研究其特性。a—d表示所在兩相坐標(biāo)系下橫軸分量，q表示所在兩相坐標(biāo)系下縱軸分量。由于感應(yīng)電機是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)，為了簡化其數(shù)學(xué)模型，使模型降階，通常把三相電磁量變換成兩相電磁量，既把三相坐標(biāo)系中的電磁量變換到兩相坐標(biāo)系中進行運算，所以定義了定子三相坐標(biāo)系、定子兩相坐標(biāo)系和兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。兩相靜止坐標(biāo)系α、β到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d、q之間的變換簡稱2s/2r變換，其中s表示靜止，r表示旋轉(zhuǎn)；反之稱作2r/2s變換。 基于轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制基本策略根據(jù)矢量控制中磁場定向角獲取方式的不同，感應(yīng)電機轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制分為直接磁場定向矢量控制和間接磁場定向矢量控制。的方向，記d軸和α軸之間的電角度為q，則同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中軸向電流分量與αβ0坐標(biāo)系中的軸向電流分量的轉(zhuǎn)換關(guān)系為 (418)4） 兩相旋轉(zhuǎn)到兩相靜止坐標(biāo)變換(2r to 2s)在矢量控制中，經(jīng)計算得到的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的電壓指令值，還需轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系中，因此需要進行2r/2s變換，其對應(yīng)的轉(zhuǎn)換關(guān)系如下 (419)3s to 2s可以實現(xiàn)三相定子電流到兩相靜止坐標(biāo)系下電流的變換；2s to 2r實現(xiàn)到的轉(zhuǎn)換。坐標(biāo)變換又分為恒功率變換和恒幅值變換，此處所談的是恒功率變換。電機參數(shù)：—定子自感，—轉(zhuǎn)子自感，—互感，—定子側(cè)電阻， —轉(zhuǎn)子側(cè)電阻，—總漏感系數(shù)()，—電機極對數(shù)。在后面的系統(tǒng)設(shè)計中將會詳細說明。在上述假定條件下，異步電機在各種坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型均可以很容易地得出。感應(yīng)電機的數(shù)學(xué)模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)，為了便于對感應(yīng)電機進行分析研究，有必要對實際電機進行如下假設(shè)[10]：1） 電機定轉(zhuǎn)子繞組三相完全對稱，電磁場在空間呈正弦分布。然后建立了以定子電流和轉(zhuǎn)子磁通為狀態(tài)變量的感應(yīng)電機狀態(tài)方程，并以此為依據(jù)進行了直接磁場定向矢量控制系統(tǒng)設(shè)計。等效電路可簡化為下圖。等效電路如下：圖39電機堵轉(zhuǎn)實驗等效電路圖堵轉(zhuǎn)實驗時電流很大，為了使電流不致過大，應(yīng)降低電源電壓進行。實際測量時可在電機繞組線間加單相交流電壓。為抑制漂移，用不同電壓值測兩次，取增量計算。檢測的主要參數(shù)是：定子電阻，轉(zhuǎn)子電阻，定子漏感，轉(zhuǎn)子漏感，互感。該方案除了在極低速范圍內(nèi)均能獲得較好的控制效果。在高性能調(diào)速系統(tǒng)中，一般都需要設(shè)計另外一個估計磁通計算出該項誤差，然后進行補償，則可以得到滿意的結(jié)果。 (a): 輸入正弦信號 (b): 理想輸出信號 (c): 帶有直流偏移量的輸出信號 (d): 初始值不在峰值時的輸出信號圖35 直流偏移和初始值引起的不對稱、積分飽和波形圖如果用低通濾波器代替電壓模型磁通觀測器中的純積分環(huán)節(jié)，則上述問題可以得到抑制。但是在觀測磁通時這種純積分運算存在初始值和直流偏移量問題，觀測的結(jié)果將與上述實際磁通存在較大差別，設(shè)反電動勢為 (320)其中、分別為初始相位和直流偏移量。當(dāng)系統(tǒng)工作點接近零速時，由于轉(zhuǎn)子感應(yīng)電壓近似為零，只有誤差信號被積分而掩蓋了真實信號。電壓模型轉(zhuǎn)子磁通觀測器是通過檢測異步電動機定子電壓和定子電流而計算出轉(zhuǎn)子磁通的一種方法。 無速度傳感器矢量控制的轉(zhuǎn)子磁通觀測本節(jié)介紹了兩種最基本的轉(zhuǎn)子磁通觀測器——電流模型轉(zhuǎn)子磁通觀測器和電壓模型轉(zhuǎn)子磁通觀測器，分析了兩種常見的改進型轉(zhuǎn)子磁通觀測器，同時提出了一種基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電流模型補償?shù)霓D(zhuǎn)子磁通觀測方案。在一般的矢量控制系統(tǒng)中，磁通值維持為一常值，當(dāng)反饋部分所用的磁通值同實際磁通相同時，方案能夠完全代替純積分環(huán)節(jié)，且具有穩(wěn)定的性能。因而非常適合于磁通維持不變的高性能交流調(diào)速驅(qū)動場合，具有很好的應(yīng)用價值。根據(jù)選取的不同，可以有不同的補償方法，使用較多的有兩種方法：基于轉(zhuǎn)子磁通指令值計算補償量和有限補償?shù)母倪M電壓型轉(zhuǎn)子磁通觀測器?？紤]到： (314)則： (315)式(315)右側(cè)的第一項即為原純積分的電壓模型上增加高通濾波環(huán)節(jié)的結(jié)果，第二項就是正常觀測值與簡化后的觀測值的誤差。（2） 基于定子轉(zhuǎn)矩電流分量的自適應(yīng)速度辨識[41，42，43，44]這種速度辨識方法的基本思想是利用轉(zhuǎn)矩電流指令值和實際的轉(zhuǎn)矩電流兩者之間的差值經(jīng)過一個比例積分環(huán)節(jié)來辨識轉(zhuǎn)速。其基本思想是利用PI調(diào)節(jié)器的控制規(guī)律，選擇某些可以影響轉(zhuǎn)速變化而穩(wěn)態(tài)值為零的量作為PI調(diào)節(jié)器的輸入，這樣，到達穩(wěn)態(tài)時輸入為零，輸出即為轉(zhuǎn)速。利用電壓模型的輸出作為轉(zhuǎn)子磁鏈的期望值，電流模型的輸出作為轉(zhuǎn)子磁鏈電流模型的推算值，設(shè)計出轉(zhuǎn)速自適應(yīng)辨識系統(tǒng)。兩個模型之間的誤差計算為： (37)通過一個PI調(diào)節(jié)器來計算并校正轉(zhuǎn)速: (38)由于公式35轉(zhuǎn)子電壓模型中存在著純積分環(huán)節(jié)， 在啟動時，積分漂移是不可避免的，雖然在實際應(yīng)用中可以采用低通濾波器進行等效， 不過低速時由于誤差增大可能會影響實際估算效果。轉(zhuǎn)子磁鏈的電壓模型為： (35)其中；轉(zhuǎn)子磁鏈的電流模型為： (36)其中轉(zhuǎn)子時間常數(shù)；速度辨識結(jié)構(gòu)如圖32。利用這兩個模型的輸出誤差來驅(qū)動一個自適應(yīng)機制，產(chǎn)生一個轉(zhuǎn)速估計值，再利用轉(zhuǎn)速估計值來修正自適應(yīng)模型，當(dāng)自適應(yīng)模型的輸出與參考模型的輸出完全相等時，理論上自適應(yīng)機制的輸出就等于電機的實際轉(zhuǎn)速。文獻[22]中給出了一種基于降維電機模型使用擴展卡爾曼濾波器的轉(zhuǎn)速辨識方法，這種降維模型和全維模型有著相似的收斂特性，但是受電機感性參數(shù)影響較大，低速時對觀測噪聲也比較敏感。(EKF)卡爾曼濾波器[20，21，22]是用反饋控制的方法估計過程狀態(tài)，為過程狀態(tài)提供一種高效可計算的方法。因此實現(xiàn)起來非常簡單，在參數(shù)準(zhǔn)確的情況下動態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)精度都是十分理想的。同步角速度可以由靜止坐標(biāo)系下的定子電壓方程式推得，由圖31矢量關(guān)系可知圖31定子磁鏈?zhǔn)噶渴疽鈭D (32)由靜止坐標(biāo)系下的定子電壓方程，可以推導(dǎo)出磁鏈的表達式，代入上式，得到 (33)在轉(zhuǎn)子磁場定向控制中， (34)其中為轉(zhuǎn)子磁通給定值，為轉(zhuǎn)子時間常數(shù)。在過去的10幾年里，無速度傳感器矢量控制成為國內(nèi)外學(xué)者和各個公司研究的重點和熱點，并且一些控制方案被應(yīng)用到實際變頻器產(chǎn)品中，在這個過程中。本章首先對幾種常用的無速度傳感器矢量控制轉(zhuǎn)速辨識方案進行了分析比較，接著對無速度傳感器矢量控制的磁通觀測方案進行了詳細的分析，然后提出了一種基于電壓電流混合模型的轉(zhuǎn)子磁通觀測方案，最后對常用電機參數(shù)辨識做了簡要的分析，提出了比較實用的參數(shù)辨識方案。3 級聯(lián)高壓變頻器無速度傳感器電機參數(shù)檢測、轉(zhuǎn)速辨識和磁通觀測方案研究3 串聯(lián)高壓變頻器無速度傳感器電機參數(shù)檢測、轉(zhuǎn)速辨識和磁通觀測方案研究國內(nèi)大多數(shù)高壓變頻器廠家生產(chǎn)的變頻器均基于VVVF(恒壓頻比)控制，產(chǎn)品是在VVVF基礎(chǔ)上結(jié)合現(xiàn)場情況在可靠性和功能上做擴展，如在參考波中注入3次諧波以提高電壓利用率；瞬時停電再啟動運行控制；模塊旁路控制；輸入網(wǎng)壓波動補償；對控制對象(風(fēng)機等)的壓力做壓力閉環(huán)控制等。由5個單元H一橋組成的逆變器，載波用來調(diào)制第N個單元模塊的一個橋臂(n=1,2,3,4,5)。利用相移SPWM技術(shù)進行調(diào)制的三相逆變器，三相正弦波依次相差，每相各單元載波的變化如上所述。根據(jù)三角載波之間相位關(guān)系的排列不同，可以有三種不同的排列方式：①同相層疊方式；②正負反相層疊方式；③交替反相層疊方式。 圖27 多載波調(diào)制法生成階梯波示意圖（2） 消諧波PWM法(SHPWM)消諧波PWM法(Subharmonics PWMSHPWM)的原理是電路的每相使用一個正弦調(diào)制波與幾個三角波進行比較如圖28。但這種方法用于調(diào)速系統(tǒng)時，因為輸出頻率不斷變化，需要實時計算各 H 橋單元的導(dǎo)通時間，計算量非常大。圖27是多載波調(diào)制法生成階梯波示意圖?；谳d波的SPWM控制方法是最常用的多電平PWM控制方法之一，它是兩電平SPWM技術(shù)在多電平中的直接拓展。由于變壓器副邊電壓很低，高壓輸出是通過多級串聯(lián)來獲得，所以每一個單元都可以采用低電壓等級的開關(guān)器件，降低了對器件的要求。而變頻器線電壓的輸出電壓等級為4N+1個，輸出電壓等級數(shù)目較多，輸出電壓和電流的波形也更接近于正弦波，諧波含量也更低。由于相電壓的變化率為每個功率單元輸出電壓的變化率，所以該種變頻器輸出電壓的變化率要遠低于傳統(tǒng)的功率器件直接串聯(lián)式，對電機的影響較小。同時，變頻器對浪涌電壓的承受能力較強，雷擊或開關(guān)操作引起的浪涌電流，經(jīng)過功率單元的整流二極管，給濾波電容充電，濾波電容足以吸收進入到功率單元內(nèi)的浪涌能量。對于兩相，根據(jù)圖24中的相位關(guān)系，即可得到各相的繞組關(guān)系。假設(shè)a相、m1相和a39。其中a圖為零度角相移的繞組，a相、b相和c相采用了傳統(tǒng)的Y型連接方式。而五組繞組的相角分別為、。所以對于高壓變頻器系統(tǒng)，為了減少對電網(wǎng)的諧波污染，必須采用更多級脈沖的整流電路。旁路柜實現(xiàn)整體旁路功能；變壓器柜安放移相變壓器，為每個功率單元供電；功率柜安放功率單元，為高壓變頻器的主要工作部分，實現(xiàn)多脈沖整流輸入和高壓變頻輸出；控制柜為變頻器的核心控制部件，控制變頻器的運行、停止等。功率單元供電的二次繞組相互存在一個相位差，以實現(xiàn)輸入電壓多樣化。按照這種主電路形式拓撲構(gòu)成的高壓變頻器可以解決兩個技術(shù)難題：（1） 高可靠性每一個功率單元都是一個小型的低壓變頻器，每相的電壓由功率單元的輸出電壓疊加而成，當(dāng)一個功率單元出現(xiàn)故障后，只會使相電壓降低，通過旁路切除后系統(tǒng)能繼續(xù)運行，不會出現(xiàn)一個單元損壞而導(dǎo)致其它單元損壞的連環(huán)故障。當(dāng)功率單元額定電壓為690V時，直流母線電壓為900V左右。每相由5個額定電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成，輸出相電壓最高可達3450V，線電壓可達6kV左右，如圖21所示。每相由5個功率單元串聯(lián)而成時，形成30脈波的二極管整流電路結(jié)構(gòu)。將相鄰功率單元的輸出端串接起來，形成Y型結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)變壓變頻的高壓直接輸出，供給高壓電動機。由于采用的是功率單元進行串聯(lián)，因此不存在元件之間的動態(tài)和靜態(tài)均壓問題，并且該方案設(shè)計的變頻器具有模塊化的結(jié)構(gòu)，便于更換和維護。該變頻器對電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數(shù)高，不必采用輸入濾波器和功率因數(shù)補償裝置。第六章為介紹了硬件平臺調(diào)試和試驗結(jié)果。第五章為全文的軟、硬件平臺介紹。第二章首先介紹了串聯(lián)高壓變頻器的結(jié)構(gòu)原理，然后從其拓撲結(jié)構(gòu)、組成和PWM調(diào)制策略三個方面進行了詳細的說明，并對現(xiàn)有的拓撲和PWM調(diào)制策略的優(yōu)、缺點進行了詳細的分析。水冷技術(shù)對結(jié)構(gòu)設(shè)計和熱設(shè)計提出了很高的要求，同時對基礎(chǔ)制造業(yè)也提出了挑戰(zhàn)，目前國際上空冷功率單元成熟產(chǎn)品的最大電流為600A左右。由于單元串聯(lián)式多電平高壓變頻器輸出電壓、電流波形比較理想，有利于無速度傳感器矢量控制的實現(xiàn)。而對于單個H橋而言，由于輸入直流源的電壓較低，H橋短路的危險性大大降低了。單元串聯(lián)式多電平變頻器的主電路拓撲和總體控制策略已基本成熟，出于對可靠性、壽命、成本、控制性能等幾方面的要求，在以下幾個方面會有一定的發(fā)展[3]。各串聯(lián)單元的工作是完全獨立的，其輸出只影響輸出總電壓，不會對其他串聯(lián)單元造成影響。（2） 結(jié)構(gòu)上易于模塊化和擴展串聯(lián)型變頻器是一種松散的串聯(lián)結(jié)構(gòu)，每個H橋臂結(jié)構(gòu)相同，易于模塊化生產(chǎn)。由于采用二極管整流電路，所以能量不能回饋電網(wǎng)，不能四象限運行，主要的應(yīng)用領(lǐng)域為風(fēng)機和水泵。所以這種變頻器可用于任何普通的高壓電機， 且不必降額使用。變壓器共有9個二次繞組，采用延邊三角形接法，分為3種互差20度的繞組，形成18脈沖的二極管整流電路結(jié)構(gòu)，總的輸入諧波電流失真率可以降到很低，輸入功率因數(shù)可達90%以上，因此不必采用輸入濾波器和功率因數(shù)補償裝置。這一弱點限制了它的應(yīng)用。若輸入也采用對稱的PWM結(jié)構(gòu)，可以做到系統(tǒng)功率因數(shù)可調(diào)，輸入諧波也很低，且可四象限運行。 圖12 三電平PWM電壓源型變頻器整流電路采用二極管， 逆變部分功率器件采用GTO、IGBT或IGCT。系統(tǒng)對電網(wǎng)電壓波動較為敏感。電源側(cè)常采用三相橋式晶閘管整流電路，輸入電流的諧波較大，為了降低諧波成分，可采取多重化，有時還必須加輸入濾波裝置。下文將對目前使用較為廣泛的幾種直接高壓交直交型變頻器及其派生方案進行分析和比較， 指出各自的優(yōu)缺點。 高壓變頻器的發(fā)展現(xiàn)狀和趨勢隨著電氣傳動技術(shù)，尤其是變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展，大容量傳動的高壓變頻調(diào)速技術(shù)也得到了廣泛的應(yīng)用。同時，此研究項目的推廣將極大促進我國變頻調(diào)速制造廠的技術(shù)改造及電機產(chǎn)品的更新?lián)Q代，因而有極大的社會效益。但在國內(nèi)做這方面工作的人很少。3） 輸入功率因數(shù)和系統(tǒng)效率變頻器的輸入功率因數(shù)和效率將直接決定變頻器使用的經(jīng)濟效益，效率低的系統(tǒng)還會帶來散熱等一系列麻煩。高壓變頻器除了應(yīng)具備通用變頻器所具有的各項技術(shù)性能之外，由于功率較大的緣故，在低壓小