【正文】 （2） 無速度傳感器矢量控制無速度傳感器矢量控制技術(shù)能在基本不增加硬件成本的情況下，大大提高變頻器的性能，拓展變頻器的應(yīng)用領(lǐng)域。 課題來源和本文主要內(nèi)容本課題是應(yīng)北京動力源股份有限公司要求，開發(fā)的串聯(lián)式直接轉(zhuǎn)子定向無速度傳感器矢量控制高性能高壓變頻調(diào)速裝置樣機。它們和實驗電機、移相變壓器、PLC觸摸屏一起構(gòu)成實驗平臺。 串聯(lián)高壓變頻器拓撲結(jié)構(gòu)單元串聯(lián)多電平技術(shù)就是采用多組低電壓小功率IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)，PWM變頻單元串聯(lián)輸出為高壓變頻器，實現(xiàn)大功率集成。6kV變頻器的輸入變壓器實行多重化設(shè)計，以達到降低輸入諧波電流的目的。變壓器的15個二次繞組經(jīng)過熔斷器，分別接到每個功率單元三相二極管整流橋的輸入端，功率單元的結(jié)構(gòu)如圖22所示，功率單元的電壓等級和串聯(lián)數(shù)量決定了變頻器輸出電壓，功率單元的額定電流決定變頻器輸出電流。功率元件直接串聯(lián)，只要有一個功率元件出現(xiàn)故障，就會導(dǎo)致整個系統(tǒng)不能工作，所以可靠性較差。由于高壓變頻器直接與電網(wǎng)相連接，若是采用傳統(tǒng)的三相6脈動整流，則輸入電流中含有6k177。所以，串聯(lián)型多電平變頻器對電網(wǎng)的諧波污染是非常低的，該系列變頻器的輸入側(cè)不必另外設(shè)置輸入濾波器進行濾波，這樣就簡化了系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，同時也提高了整個系統(tǒng)的效率。圖24(c)為負相移動y度角的繞組連接圖，以a相為例，該相是由a相和m2相合成構(gòu)成，m2相的相位與b相相反，且a相與m2相的夾角為。從圖26中。串聯(lián)式多電平變頻器有很多優(yōu)點： (1) 4N只開關(guān)器件按橋式串接，輸出相電壓臺階數(shù)為2N+1，在各種結(jié)構(gòu)中輸出臺階數(shù)最多，而且可以任意多級串聯(lián)，較容易獲取高壓；圖26 三相多電平功率變換電路圖(2) 由于串接單元完全相同，使得制造過程可以模塊化和批量生產(chǎn)，降低制造成本，便于單元更換和系統(tǒng)維護；(3) 由于無二極管和電容的箱位問題，電平數(shù)目可做得較多，較小，電壓諧波含量很低；(4) 每個單元都是一個獨立的交直交系統(tǒng)，中間環(huán)節(jié)靠電容儲能，故需要大量的電容，尤其系統(tǒng)容量大時，大量的電容造成系統(tǒng)體積龐大；(5) 采用移相變壓器通過多脈沖整流方式來提供獨立直流電源，如果每相為5級單元串聯(lián)，相當于30脈沖整流，幾乎可以實現(xiàn)所謂的完美無諧波。其中階梯波調(diào)制法、消諧波技術(shù)和載波相移SPWM技術(shù)是針對傳統(tǒng)串聯(lián)型逆變器的主要控制方法。目前均衡控制的方法主要是循環(huán)分配或交替分配法，這中方法的缺點是當循環(huán)周期結(jié)束時，利用率才能達到一致。利用雙邊傅立葉分析，可得同相層疊方式的諧波性能最好，其次為交替反相層疊式，正負反相層疊式最差。載波移相PWM方式已成為單元串聯(lián)型多電平電路的標準PWM控制方法，與其它PWM控制方法相比，有以下優(yōu)點：（1） 在任何調(diào)制比M，即任何頻率下保證各單元具有相同的輸出電壓、頻率和開關(guān)頻率，而其它的載波方式在M降低時，會出現(xiàn)部分單元沒有PWM電壓輸出，造成單元之間得輸出功率不一樣，輸出電壓的等效開關(guān)頻率下降，使得輸出電壓的諧波含量增加；（2） 與主電路的模塊化結(jié)構(gòu)相一致，載波移相PWM方式中各個單元的載波和調(diào)制波相比也呈現(xiàn)模塊化的結(jié)構(gòu)；（3） 對于同樣的載波頻率，載波移相PWM方式下輸出電壓的頻率是載波頻率的N倍(當載波移相等于，N為串聯(lián)單元數(shù))。但在實際系統(tǒng)中，速度傳感器的安裝往往受到一些限制，主要存在以下幾個問題[2，4，37]：（1） 速度傳感器的安裝降低了系統(tǒng)的魯棒形和簡單性；（2） 高精度的速度傳感器價格昂貴，增加了系統(tǒng)成本；（3） 在一些惡劣的條件下(如高溫、潮濕等)，速度傳感器的安裝會降低系統(tǒng)的可靠性；（4） 速度傳感器的安裝存在一些困難，如果安裝不當會成為系統(tǒng)的故障源。學(xué)術(shù)界稱這種方法為動態(tài)速度估計器。按照用這種方法來進行轉(zhuǎn)速辨識意味著大量的計算和非常高的采樣頻率，這就需要高速的數(shù)字信號處理器和高速數(shù)字采集系統(tǒng)的支持。Mras的特點如下[23，24]： (1) 基于穩(wěn)定性理論設(shè)計的參數(shù)辨識方法，保證了參數(shù)估計的漸進穩(wěn)定性；(2) 是一種自適應(yīng)控制方法，對電機參數(shù)變化和外界擾動具有較強的魯棒性；(3) 其速度估計是以參考模型為基礎(chǔ)的，所以參考模型本身的參數(shù)準確程度直接影響速度辨識的精度?；谵D(zhuǎn)子反電動勢的電壓、電流模型為： (39)其中為電機磁化電流矢量， ；用電機反電勢矢量代替MRAC系統(tǒng)的轉(zhuǎn)子磁鏈矢量來進行轉(zhuǎn)速辨識，那么就可以得到基于電機反電勢的模型參考自適應(yīng)轉(zhuǎn)速辨識方案。使用較多的PI調(diào)節(jié)器方法主要有兩個：基于轉(zhuǎn)子q軸磁通的PI調(diào)節(jié)器法和基于定子電流轉(zhuǎn)矩分量給定值與實際值的差的PI調(diào)節(jié)器法。在高性能調(diào)速系統(tǒng)中，一般都需要設(shè)計另外一個估計磁通計算出該項誤差，然后進行補償，則可以得到滿意的結(jié)果。(2)反饋補償部分：該部分其補償作用。因此不適合在高速場合下應(yīng)用。為了分析電壓模型固有的直流偏差和初始值問題，本文對其進行了詳細地分析。仿真結(jié)果如圖36所示： (a)、 (b)輸入頻率50hz、圖36 低通濾波器代替純積分觀測轉(zhuǎn)子磁通仿真結(jié)果考慮到： (324) 則： (325) 式(325)右側(cè)的第一項即為原純積分的電壓模型上增加高通濾波環(huán)節(jié)的結(jié)果，第二項就是正常觀測值與簡化后的觀測值的誤差。參數(shù)自檢測是指在開機前狀態(tài)執(zhí)行檢測程序得到電機參數(shù)并保存到矢量控制系統(tǒng)，也稱離線自檢測；參數(shù)自校正是指在運行過程中對系統(tǒng)的某些參數(shù)進行檢測和校正，比如定、轉(zhuǎn)子電阻等。以5級6kV系統(tǒng)為例，單元母線電壓為980V，5單元串聯(lián)輸出最低電壓即為一個單元的輸出980V，這個直流電壓直接加在定子電阻小于1Ω的電機機端會導(dǎo)致電機電流過大，因此需要采用窄脈沖輸出的方法，由一個功率單元按照一定的占空比將其母線電壓加到電機機端，在電機線圈電感的作用下，獲得一個穩(wěn)定的直流電流，大小為窄脈沖電壓平均值與定子電阻的比值。此時單相等效電路圖如下所示。最后通過Matlab/Simulink開發(fā)了直接磁場定矢量控制系統(tǒng)并給出了仿真結(jié)果。因此，為討論問題的方便，下面僅在二維坐標系下以矢量的觀點建立交流電機的數(shù)學(xué)模型，并研究其特性。由于感應(yīng)電機是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)，為了簡化其數(shù)學(xué)模型，使模型降階，通常把三相電磁量變換成兩相電磁量，既把三相坐標系中的電磁量變換到兩相坐標系中進行運算，所以定義了定子三相坐標系、定子兩相坐標系和兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系。 基于轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制基本策略根據(jù)矢量控制中磁場定向角獲取方式的不同，感應(yīng)電機轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制分為直接磁場定向矢量控制和間接磁場定向矢量控制。坐標變換又分為恒功率變換和恒幅值變換，此處所談的是恒功率變換。在后面的系統(tǒng)設(shè)計中將會詳細說明。感應(yīng)電機的數(shù)學(xué)模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)，為了便于對感應(yīng)電機進行分析研究，有必要對實際電機進行如下假設(shè)[10]：1） 電機定轉(zhuǎn)子繞組三相完全對稱，電磁場在空間呈正弦分布。等效電路可簡化為下圖。實際測量時可在電機繞組線間加單相交流電壓。檢測的主要參數(shù)是：定子電阻，轉(zhuǎn)子電阻，定子漏感，轉(zhuǎn)子漏感，互感。在高性能調(diào)速系統(tǒng)中，一般都需要設(shè)計另外一個估計磁通計算出該項誤差，然后進行補償，則可以得到滿意的結(jié)果。但是在觀測磁通時這種純積分運算存在初始值和直流偏移量問題，觀測的結(jié)果將與上述實際磁通存在較大差別，設(shè)反電動勢為 (320)其中、分別為初始相位和直流偏移量。電壓模型轉(zhuǎn)子磁通觀測器是通過檢測異步電動機定子電壓和定子電流而計算出轉(zhuǎn)子磁通的一種方法。在一般的矢量控制系統(tǒng)中，磁通值維持為一常值，當反饋部分所用的磁通值同實際磁通相同時，方案能夠完全代替純積分環(huán)節(jié)，且具有穩(wěn)定的性能。根據(jù)選取的不同，可以有不同的補償方法，使用較多的有兩種方法：基于轉(zhuǎn)子磁通指令值計算補償量和有限補償?shù)母倪M電壓型轉(zhuǎn)子磁通觀測器。（2） 基于定子轉(zhuǎn)矩電流分量的自適應(yīng)速度辨識[41，42，43，44]這種速度辨識方法的基本思想是利用轉(zhuǎn)矩電流指令值和實際的轉(zhuǎn)矩電流兩者之間的差值經(jīng)過一個比例積分環(huán)節(jié)來辨識轉(zhuǎn)速。利用電壓模型的輸出作為轉(zhuǎn)子磁鏈的期望值，電流模型的輸出作為轉(zhuǎn)子磁鏈電流模型的推算值，設(shè)計出轉(zhuǎn)速自適應(yīng)辨識系統(tǒng)。轉(zhuǎn)子磁鏈的電壓模型為： (35)其中；轉(zhuǎn)子磁鏈的電流模型為： (36)其中轉(zhuǎn)子時間常數(shù)；速度辨識結(jié)構(gòu)如圖32。文獻[22]中給出了一種基于降維電機模型使用擴展卡爾曼濾波器的轉(zhuǎn)速辨識方法，這種降維模型和全維模型有著相似的收斂特性，但是受電機感性參數(shù)影響較大，低速時對觀測噪聲也比較敏感。因此實現(xiàn)起來非常簡單，在參數(shù)準確的情況下動態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)精度都是十分理想的。在過去的10幾年里，無速度傳感器矢量控制成為國內(nèi)外學(xué)者和各個公司研究的重點和熱點，并且一些控制方案被應(yīng)用到實際變頻器產(chǎn)品中，在這個過程中。3 級聯(lián)高壓變頻器無速度傳感器電機參數(shù)檢測、轉(zhuǎn)速辨識和磁通觀測方案研究3 串聯(lián)高壓變頻器無速度傳感器電機參數(shù)檢測、轉(zhuǎn)速辨識和磁通觀測方案研究國內(nèi)大多數(shù)高壓變頻器廠家生產(chǎn)的變頻器均基于VVVF(恒壓頻比)控制，產(chǎn)品是在VVVF基礎(chǔ)上結(jié)合現(xiàn)場情況在可靠性和功能上做擴展，如在參考波中注入3次諧波以提高電壓利用率；瞬時停電再啟動運行控制；模塊旁路控制；輸入網(wǎng)壓波動補償；對控制對象(風(fēng)機等)的壓力做壓力閉環(huán)控制等。利用相移SPWM技術(shù)進行調(diào)制的三相逆變器，三相正弦波依次相差，每相各單元載波的變化如上所述。 圖27 多載波調(diào)制法生成階梯波示意圖（2） 消諧波PWM法(SHPWM)消諧波PWM法(Subharmonics PWMSHPWM)的原理是電路的每相使用一個正弦調(diào)制波與幾個三角波進行比較如圖28。圖27是多載波調(diào)制法生成階梯波示意圖。由于變壓器副邊電壓很低，高壓輸出是通過多級串聯(lián)來獲得，所以每一個單元都可以采用低電壓等級的開關(guān)器件，降低了對器件的要求。由于相電壓的變化率為每個功率單元輸出電壓的變化率，所以該種變頻器輸出電壓的變化率要遠低于傳統(tǒng)的功率器件直接串聯(lián)式，對電機的影響較小。對于兩相，根據(jù)圖24中的相位關(guān)系，即可得到各相的繞組關(guān)系。其中a圖為零度角相移的繞組，a相、b相和c相采用了傳統(tǒng)的Y型連接方式。所以對于高壓變頻器系統(tǒng)，為了減少對電網(wǎng)的諧波污染，必須采用更多級脈沖的整流電路。功率單元供電的二次繞組相互存在一個相位差，以實現(xiàn)輸入電壓多樣化。當功率單元額定電壓為690V時，直流母線電壓為900V左右。每相由5個功率單元串聯(lián)而成時，形成30脈波的二極管整流電路結(jié)構(gòu)。由于采用的是功率單元進行串聯(lián)，因此不存在元件之間的動態(tài)和靜態(tài)均壓問題，并且該方案設(shè)計的變頻器具有模塊化的結(jié)構(gòu)，便于更換和維護。第六章為介紹了硬件平臺調(diào)試和試驗結(jié)果。第二章首先介紹了串聯(lián)高壓變頻器的結(jié)構(gòu)原理，然后從其拓撲結(jié)構(gòu)、組成和PWM調(diào)制策略三個方面進行了詳細的說明，并對現(xiàn)有的拓撲和PWM調(diào)制策略的優(yōu)、缺點進行了詳細的分析。由于單元串聯(lián)式多電平高壓變頻器輸出電壓、電流波形比較理想，有利于無速度傳感器矢量控制的實現(xiàn)。單元串聯(lián)式多電平變頻器的主電路拓撲和總體控制策略已基本成熟，出于對可靠性、壽命、成本、控制性能等幾方面的要求，在以下幾個方面會有一定的發(fā)展[3]。（2） 結(jié)構(gòu)上易于模塊化和擴展串聯(lián)型變頻器是一種松散的串聯(lián)結(jié)構(gòu)，每個H橋臂結(jié)構(gòu)相同，易于模塊化生產(chǎn)。所以這種變頻器可用于任何普通的高壓電機， 且不必降額使用。這一弱點限制了它的應(yīng)用。 圖12 三電平PWM電壓源型變頻器整流電路采用二極管， 逆變部分功率器件采用GTO、IGBT或IGCT。電源側(cè)常采用三相橋式晶閘管整流電路，輸入電流的諧波較大，為了降低諧波成分，可采取多重化，有時還必須加輸入濾波裝置。 高壓變頻器的發(fā)展現(xiàn)狀和趨勢隨著電氣傳動技術(shù)，尤其是變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展，大容量傳動的高壓變頻調(diào)速技術(shù)也得到了廣泛的應(yīng)用。但在國內(nèi)做這方面工作的人很少。高壓變頻器除了應(yīng)具備通用變頻器所具有的各項技術(shù)性能之外，由于功率較大的緣故，在低壓小功率變頻器中并不是重要問題，在這里卻顯得很重要，而作為評價變頻器的重要內(nèi)容[2]。 Vector ControlTYPE OF THESIS: Application Research目 錄目 錄1 緒論 1 研制高壓變頻器意義 1 高壓變頻器的發(fā)展現(xiàn)狀和趨勢 2 課題來源和本文主要內(nèi)容 62 串聯(lián)高壓變頻器結(jié)構(gòu)及控制策略 7 串聯(lián)高壓變頻器拓撲結(jié)構(gòu) 7 串聯(lián)高壓變頻器的組成 9 10 11 11 串聯(lián)高壓變頻器的PWM控制方法 13 小結(jié) 153 串聯(lián)高壓變頻器無速度傳感器電機參數(shù)檢測、轉(zhuǎn)速辨識和磁通觀測方案研究 16 無速度傳感器矢量控制的轉(zhuǎn)速辨識 16 17(EKF) 18(MRAS)的轉(zhuǎn)速辨識 18 21(MRAS)速度辨識的改進 21 無速度傳感器矢量控制的轉(zhuǎn)子磁通觀測 23 23 24 24 電機參數(shù)自檢測的研究 27 小結(jié) 294 串聯(lián)高壓變頻器控制系統(tǒng)設(shè)計與仿真研究 30 感應(yīng)電機矢量控制的數(shù)學(xué)模型與坐標變換 30 基于轉(zhuǎn)子磁場定向矢量控制基本策略 33 無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)原理設(shè)計 35 感應(yīng)電機無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)控制原理 37 串聯(lián)高壓變頻器無速度傳感器矢量仿真研究 38 39 43 小結(jié) 485 串聯(lián)高壓變頻器實驗系統(tǒng)研制 49 實驗系統(tǒng)組成 49 系統(tǒng)硬件設(shè)計 51 51 54 55 系統(tǒng)軟件設(shè)計 57 小結(jié) 596 實驗結(jié)果與分析 60 硬件平臺 60 實驗結(jié)果 63