【正文】 率可達 。在此模式期間，總線上的數(shù)據(jù)被忽略?？偩€的位寬度 時鐘速度要求 用一排光耦合器可完成這種任務(wù)，但支持電路可能很龐雜。為使這種問題減至最小， ISO508 隔離數(shù)字耦合器（圖 3）支持在輸入和輸出端的雙緩沖數(shù)據(jù)緩存。 ISO508 有兩種工作模式。在 LE1 高態(tài)時， 數(shù)據(jù)從輸入引腳傳送到輸入鎖存。在此時間，輸入引腳可用于下一代數(shù)據(jù)字節(jié)。 當 CONT引腳被置成高態(tài)時，數(shù)據(jù)在器件內(nèi)部 20MHz時鐘的控制下被跨越屏障發(fā)送。數(shù)據(jù)以串行形式從輸入鎖存被選通到輸出鎖存。對于完整的 8 位字節(jié)，傳播延遲將小于 1ms。模擬信號所考慮的電路參量完全不同于數(shù)字信號。精度或線性度 噪聲考慮 電源要求，特別是對輸入級，也應(yīng)該關(guān)注隔離放大器的基本精度或線性度不能依靠相應(yīng)的應(yīng)用電路來改善，但這些電路可降低噪聲和降低輸入級電源要求。輸入信號被占空度調(diào)制并以數(shù)字方式發(fā)送跨過屏障。由于對輸入信號的調(diào)制與解調(diào)，所以應(yīng)遵循采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)的 一些限制。 盡管輸出級去掉了輸出信號中載波頻率的大多數(shù)，但仍然有一定量的載波信號存在。電源濾波器能顯著地降低從電源引腳竄入的噪聲。這使輸出紋波降低 5 倍。輸出級通常以機殼或地為基準，而輸入通常浮動在另一個 電位上。通常用一個單電源，而不是理想中使用的 +15V 和 15V 電源。唯一的要求是輸入端電源電壓保持大于 9V，這是 ISO124 輸入電壓所需要的。此電壓用作INA2132 另一半的 REF 引腳和 ISO124 的 GND 輸入是偽地。 ISO124 的輸出與輸入一樣，將是完全雙極性的。一個完整的數(shù)據(jù)采集器件可包含多路模擬開關(guān)，可編程增益儀表放大器、 A/D 轉(zhuǎn)換器和一個或多個數(shù)字 I/O 通道。 BurrBrown 公司的 ADS7870 就是這樣的一種器件。 在此應(yīng)用中， ADS7870 的每個可編程功能都置于主微處理器的控制之下，而 該微處理器本身的控制是通過串行通信口寫命令到寄存器來實現(xiàn)的。多路器的選擇 可編程儀表放大器的增益設(shè)置， 1～ 20 這允許隔離某些支持功能，如通過同一 ISO150 擴展信號多路器的電平或錯誤標志讀出。每一種器件都是針對獨特系統(tǒng)要求而設(shè)計的。 第四篇 高速數(shù)字系統(tǒng)的串音控制 內(nèi)容： 在高頻電路中，串音可能是最難理解和預(yù)測的，但是，它可以被控制甚至被消除掉。當集成電路的切換時間下降到 5 納秒或4 納秒或更低時，印刷電路板本身的固有特性開始顯現(xiàn)出來。 在高頻電路中，串音可能是最難理解和預(yù)測的，但是，它 可以被控制甚至被消除掉。在傳播過程中，由於電磁感應(yīng)，電磁波引起了瞬變的電壓和電流。在印刷電路板中，實際上，電磁場并不限制在各種布線內(nèi)，有相當一部分的電磁場能量存在於布線之外。根據(jù)麥克斯韋爾方程，時變電及磁場會使鄰近導(dǎo)產(chǎn)生電壓和電流，因此，信號傳播 過程中伴隨的電磁場將會使鄰近線路產(chǎn)生信號，這樣，就導(dǎo)致了串音。受串音干擾的線路通常稱為 “受害者 ”。串音信號的數(shù)學(xué)描述是非常復(fù)雜的，但是，如同湖面上的高速快艇，前向和後向串音信號的某些量化特徵還是能被人們所理解。首先，快艇在船頭激起浪花，弧形的漣漪好像隨著快艇一起前進；其次，當快艇行駛一段時間後， 會在身後留下長長的水跡。 “受害者 ”中有兩種串音信號：位於侵入信號之前的前向信號，像船頭的水和漣漪；落後於侵入信號的後向信號，像船開遠後仍在湖中的水跡。 “侵入 ”信號前進時，在“受害者 ”中產(chǎn)生與之同相的電壓信號，這個信號的速度與 “侵入 ”信號相同，但又始終位於 “侵入 ”信號之前。 由於 “侵入 ”信號的變化引起串音信號，所以前向串音脈沖不是單極性的，而是具有正負兩個極性。 導(dǎo)線間的耦合電容決定了前向串音脈沖的幅值，而耦合電容是由許多因素決定的，例如印刷電路板的材料，幾何尺寸，線路交叉位置等等。然而，串音脈沖幅值有一個上限，因為 “侵入 ”信號漸漸地失去了能量，而 “受害者 ”又反過來耦合回 “侵入者 ”。但是感性串音和容性串音明顯不同：前向感性串音的極性和前向容性串音的極性相反。實際上，當前向容性和感性串音相等時，就不存在前向串音。但是，在沒有仿真的前提下，實際無法知道感性和容性串音抵消到何種程度。如果串音極性和 “侵入 ”信號 相同，容性耦合占主要地位，反之，感性耦合占主要地位。 後向串音發(fā)生的物理理和前向串音相同： “侵入 ”信號的時變電場和磁場引起“受害者 ”中的感性和容性信號。 最大的不同是後向串音信號的持續(xù)時間。但是，後向串音和 “侵入 ”信號反方向傳播，它滯後於 “侵入 ”信號，并引起一長串脈沖。為什麼呢？假設(shè)你從信號出發(fā)點觀察後向串音，當 “侵入 ”信號遠離出發(fā)點時，它仍在產(chǎn)生後向脈沖，直到另一個延遲信號出現(xiàn)。 後向串音的反射 你可能不關(guān)心驅(qū)動芯片和接收芯片的串音干擾。當後向串音信號到達 “受害者 ”的驅(qū)動芯片時，它會反射到接收芯片。 與前向串音信號具有感性和容性兩種特性不同，後向串音信號只有一個極性，所以後向串音信號就不能自我抵消。 切記，當你在 “受害者 ”的接收端測到後向串音脈沖時，這個串音信號已經(jīng)經(jīng)過了 “受害者 ”驅(qū)動芯片的反射。 在數(shù)字設(shè)計時，你常常關(guān)心一些量化指標，例如：不管串音是如何產(chǎn)生，何時產(chǎn)生，前向還是後向的，它的最大噪聲容限為 150mV。 串音消除 從實踐觀點出發(fā)，最重要的問題是如何去除串音。一種方法是改變一個或多個影響耦合的幾何參量，例如：線路長度、線路之間的距離、電路板的分層位置。合理的設(shè)計，多線終端能夠取消大部分串音。事實上，幾乎所有電路設(shè)計軟件都提供了最大并行線路的長度控制功能。 因為前向串音受耦合長度影響，所以當你縮短沒有耦合關(guān)系的線路長度時，串音幾乎沒有減少。 一個合理的方法是擴大耦合線路間的距離。實踐證明，後向串 音幅值大致和耦合線路間的距離的平方成反比，即：如果你將這個距離增加一倍，串音降低四分之叁。 隔離難度 要增大耦合線路間的距離并不是很容易的。如果你擔(dān)心串音干擾，你可以增加一或二個隔離層。線路寬度和厚度同樣影響串音干擾，但是其影響遠小於線路的距離因素。 因為電路板的絕緣材料存在介電 常數(shù)，也會產(chǎn)生線路間的耦合電容，所以降低介電常數(shù)也可減少串音干擾。更重要的是，改變介電常數(shù)并不那麼容易，特別是在昂貴的設(shè)備中。 介電質(zhì)厚度，很大長度上影響了串音干擾。改善效果的精確數(shù)值需要通過仿真來確定。分層不但影響傳輸 線的性能，例如：阻抗、延遲和耦合，而且電路工作易 於失常，甚至改變。 另外一個容易忽略的因素是層的選擇。但是，如果設(shè)計合理，布線層位於兩個電源層之間，這樣就很好地平衡了容性耦合和感性耦合，具有較低幅值的後向串音便成為主要因素。 布線和芯片的位置關(guān)系對串音也有影響。因為拓撲結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，反射及其它因素，所以很難解釋串音主要受誰影響。 一個可能減少串音的非幾何因素是驅(qū)動芯片本身的技術(shù)指標。即使串音不嚴格地和切換時間成正比，降低切換時間仍然會產(chǎn)生重大影響。 通過終端降低串音 眾所周 知，一根獨立、無耦合傳輸線的終端連接匹配阻抗，它就不會產(chǎn)生反射。如果利用電路分析軟件，可以導(dǎo)出一對矩陣，分別表示傳輸線本身和相互間的電容和電感。（注意它們是用每單位長度的 pF 和 nH 來表示的）。 可以看出，每一組傳輸線也有一個特徵阻抗矩陣。 對於一組傳輸線，與單根傳輸線類似，如果終端是與 Z0 匹配的阻抗陣，它的矩陣幾乎是相同的。阻抗陣中不僅包括傳輸線對地的阻抗，而且包括傳輸線之間的阻抗。首先它可以阻止非耦合線中串音的反射。 致命武器 可惜的是，這樣一個終端是昂貴的，而且是不可能理想實現(xiàn)的，因為一些傳輸線之間 的耦合阻抗太小了，會導(dǎo)致大電流流入驅(qū)動芯片。如果存在這些問題，而你還打算利用這類終端，加幾個交流耦合電容試試看。在其它環(huán)境下，它可能起作用，也可能不起作用，但仍不失為一種值得推薦的方