【導讀】隨著當今社會主要能源的日益枯竭，太陽能光伏發(fā)電越來越受到重視。好的優(yōu)越性對于經(jīng)濟生態(tài)環(huán)境和社會穩(wěn)定發(fā)展有著重要意義。隨著電力電子技術。不斷的發(fā)展和完善。對比幾種基本的升壓變換器發(fā)現(xiàn)，正激升壓變換器更為可靠。交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器。本文首先對其結構中的LCD無損緩沖網(wǎng)絡、新型移相控制技術進行分析，件實驗樣機平臺，完成了主電路參數(shù)設計、器件選型、外圍電路分析與設計。器的可行性與可靠性。

　　

【正文】 2D7D8Cr 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 214 工作模態(tài) 9 狀態(tài) 1 等效電路圖 19 V i nQ1Cf R+Q2D1D 2Ll k 1Lr 1D5D6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4D R 2DR 3V oLQ3Q 4D 3D4L l k 2Lr 2D 7D8C r 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 215 工作模態(tài) 9 狀態(tài) 2 等效電路圖 工作模態(tài) 9 完成了變換器 2 中漏源結電容 Cds4 的放電以及 Cds3 的充電，因為這兩個電容串聯(lián)于同一支路，只能同時充電或放電，所以 該 模態(tài)實際上是由兩個不同的工作狀態(tài)組成，初始狀態(tài)為 Cds4 放電，終止狀態(tài)為 Cds3 充電，兩個狀態(tài)原邊繞組 L2 均參與諧振。由于參與諧振充放電的電容電感元件參數(shù)值均為非常小的數(shù)值，因此本模態(tài)的時間非常短。 t9 時刻， Cds Cds3 充放電過程完成，此時? ? 093 KVVtv inC ds ?? ， 4 9( ) 0dsCvt? ，受變壓器副邊箝位，原邊繞組 L2 上的電壓在經(jīng)過諧振后并不發(fā)生變化，依然為 ? ? 092 KVtvL ?，并且流過原邊繞組 L2 上的電流也降為 0。 模態(tài) 9 完成了超前管 Q4 的驅動作用，通過上述模態(tài)分析發(fā)現(xiàn)，該模態(tài)中除了流過開關管的諧振電流外并沒有主電流流過，而這個諧振電流是非常小 的，因此從實際意義上講，開關管 Q4 并沒有真正開通，它只是已經(jīng)完全滿足了提供電流通路的條件，并且開關管兩端電壓已經(jīng)降為 0。 20 開關模態(tài) 10[t9， t10] V i nQ 1C f R+Q 2D1D2L l k 1Lr 1D5D 6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4D R 2DR 3V oLQ 3Q 4D3D4Ll k 2Lr 2D 7D8Cr 2L2C d s 3Cd s 4 圖 216 工作模態(tài) 10 等效電路圖 工作模態(tài) 10 的等效電路與工作模態(tài) 8 完全相同，因此工作機理也完全相同，只是在工作模態(tài) 9 中完成了 Cds4 的放電和 Cds3 的充電后，進入工作模態(tài) 10 時變換器 2 中 Cds3和 Cds4 上的電壓發(fā)生了變化，其他元器件上的電壓電流均保持不變。t10 時刻，滯后管 Q3 開通，此工作模態(tài)結束。 開關模態(tài) 11[t10， t11] V i nQ1Cf R+Q 2D1D2Ll k 1Lr 1D 5D6Cr 1L1L 3Cd s 1C d s 2DR 1DR 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D 4L l k 2Lr 2D7D8Cr 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 217 工作模態(tài) 11 等效電路圖 工作模態(tài) 11 中， t10 時刻， 開關管 Q3 導通，受寄生結電容的影響， Q3 電壓下降是個緩慢的過程。原邊變換器 2 中， 漏源結電容 Cds原邊繞組 L漏感Llk緩沖電容 Cr緩沖電感 Lr2 通過 Vin 發(fā)生諧振， L2 電壓不斷升高，而 Cds3 21 放電，電壓不斷降低 。由于原邊繞組共用鐵芯，受磁場耦合影響，原邊繞組 L1上電壓也要反向增大，此時在 原邊變換器 1 中， 漏源結電容 Cds Cds 原邊繞組 L漏感 Llk1， 也 通過 Vin 發(fā)生諧振 ， Cds Cds2 電壓開始升高 。 同時，對于變壓器副邊，在副邊繞組上產生 瞬時 反壓 會超過整流輸出側電壓， 副邊電流 iL3 開始 反向增加。 t11 時刻有： 121 1 1 1( )= ( )d s d sC C inv t v t V?， 341 1 1 1( )= ( ) 0d s d sCCv t v t ?， 1 2 31 1 1 1 1 1( )= ( ) ( ) L L L i nv t v t K v t V?? 此時，模態(tài) 11 隨變換器原邊繞組諧振過程的結束而結束，并且在變換器 2中將在下一時刻開始流過正向工作電流。 開關模態(tài) 12[t11， t12] V i nQ 1C f R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D 5D 6C r 1L 1L3C d s 1Cd s 2D R 1D R 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D4Ll k 2L r 2D7D8C r 2L 2Cd s 3Cd s 4 圖 218 工作模態(tài) 12 等效電路圖 在工作模態(tài) 12 中， t11 時刻滯后管 Q3 開始完全導通，從模態(tài) 11 工作機理分析不難發(fā)現(xiàn)，受電路中諧振作用影響，流過 Q3 正向工作電流發(fā)生在 Q3 漏源電壓降為 0 之后。同樣，對于 Q4 而言，此時才是其真正開通的時刻，而在 t11 時刻到來前， Q4 漏源電壓已經(jīng)提前降為 0，因此在其開通過程中不存在任何開關損耗，所以 Q4 的開通過程實際上是一個完全理想的 ZVS 開通過程。 t11 時刻之后，原邊繞組 L2 在 Vin 作用下繼續(xù)充電，副邊繞組 iL3 電流在 Vin/K電壓作用下也繼續(xù)反向上升。此時原邊繞組 L1 上的電壓被箝位于 Vin，因此原邊變換器 1 并不參與本工作模態(tài)。 t12 時刻，原邊繞組 L2 上的電流上升 至 Io/K+Im，同時副邊繞組 L3 上的電流上升至 Io，此模態(tài)結束。 t12 時刻之后，整個采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 改進型交錯并聯(lián)雙管正激變換器進入下半個周期，下半周期工作原理與上班周期完全相同，此處不再贅述。 22 本章小結 本章從傳統(tǒng)正激變換器的幾種典型缺陷入手，提出一種具有緩沖電路的 ZVS交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器的拓撲結構，同時為了實現(xiàn)變換器主開關管的軟開關技術，對傳統(tǒng)的控制方法進行改善，提出新型的移相控制策略。為了分析這些拓撲改進、控制策略對正激變換器性能的提升，本章還對改進型變換器 的 工作模態(tài)進行了 詳細的研究。分析表明文中提出的改進型拓撲對輸出電壓、輸入電流紋波、變壓器原副邊存在的電壓過沖問題均有一定 的 改善，并且新型的移相控制策略也為變換器實現(xiàn)軟開關技術、提高效率創(chuàng)造了條件，這些改善對于最終提升變換器的整體性能有著舉足輕重的影響。 23 第 3 章 具有 ZVS 升壓變換器 硬件電路 的設計 實驗樣機整體系統(tǒng)設計 根據(jù)技術要求對實驗樣機整體系統(tǒng)進行初步設計，如圖 31 所示： 輸 入 過 流信 號 檢 測交 流 輸 入輸 入整 流 濾 波新 型 交 錯 并聯(lián) 雙 管 正 激變 換 器輸 出整 流 濾 波輸 出電 壓檢 測驅 動 電 路反 饋 信號 采 樣保 持調 節(jié) 器P W M 信號 產 生模 塊功 率 保護 中 斷模 塊保 護 信 號判 斷繼 電 器 保 護 回 路T M S 3 2 0 F 2 8 1 2輸 出 過 壓信 號 檢 測負 載 圖 31 采用 LCD 緩沖電路的 ZCZVS 交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器 系統(tǒng)框圖 直流 輸入 12V 電壓給交錯并聯(lián)雙管正激變換器，經(jīng)過 50kHz 高頻變壓器變壓，輸出給全橋整流電路，經(jīng)過整流濾波最終得到穩(wěn)定的輸出電壓。 變換器的 控制信號由 DSP 產生， DSP 控制信號輸出給驅動電路，來產生功率開關管的驅動信號。在直流輸出側，檢測電路檢測輸出電壓，并將檢測電壓通過 DSP 的 AD模塊采樣轉換，返回給 DSP，經(jīng) DSP 運算處理，改變輸出控制信號進而調整驅動 PWM 信號的脈寬，調節(jié)輸出電壓，使系統(tǒng)在負載和輸入電壓波動時保 持穩(wěn)定 [2223]。 輔助電路的設計 驅動電路的設計 本文學習研究的雙管正激交 錯并聯(lián)變換器工作頻率為 50kHz，兩個超前管和兩個滯后管共需要 4 路驅動信號，數(shù)量較多，綜上所述，選用自給電源的脈沖變壓器的驅動方式。最終，實驗樣機中驅動器采用北京落木源電子技術有限公司生 24 產的 MOSFET 驅動器 TXKD101。以驅動器 KD101 用戶手冊給出的推薦電路為基礎，結合本次雙管正激變換電路的特點，給出改善后的驅動電路設計，如圖32 所示。 KD1011 2 4 5 6 7D S P P W MR11 0 kR23 kR31 . 5 kR45+ 1 5R51 0R62 0 kC11 0 0 pC24 7 uC31 uU I D4 0 6 9Q13 D K 2 AQ22 S D 6 6 9Q32 S B 6 4 9D11 N 5 8 1 9D21 N 5 8 1 9 圖 32 驅動電路圖 保護電路的設計 （ 1） 輸出過壓保護檢測回路 1 0 k5 1 0 / 1 WZ 2 G N DV oG N D電 壓隔 離R P 1R 25 1 0 / 1 WR 1+R 42 0 kR 32 0 kR P 21 0 k+ 1 5 VT L 0 8 4U 1 AR 52 kH I G H V O L T A G E1 N 4 1 4 8 圖 33 輸出 過壓 保護 檢測 電路 輸出 過壓保護電路工作原理：直流 輸出 電壓分壓 后經(jīng) RP1 電位器分壓后輸入 比較器的反相輸入端，與提前設定過壓參考值進行比較 ，從而 產生 所需要的 保護信號（低電平有效）。 倘若 輸 出 過 電 壓， U1A則會 輸出低電平 HIGHVOLTAGE有效 保護 信號。 25 （ 2）輸入過流檢測保護回路設計 +H o u t1 0 K1 0 K1 0 K+1 0 K2 0 K2 0 KT L 0 8 4T L 0 8 4T L 0 8 4+H I G H C U R R E N T2 KR P 11 0 K0 . 1 uR P 2R P 3+ 1 5 VR 1R 4R 3R 5C 1R 6R 7R 82 0 K2 0 KR 2U 1 BU 1 CU 1 A5 0 K1 N 4 1 4 8G N D 圖 34 輸 入 過流保護 檢測 電路 電流信號的檢測電路使用了霍爾傳感器，本次輸入電流過流保護檢測電路選用萊姆公司的霍爾電 流傳感器 LTS 15NP，其供電電源為 +5V 供電，測量范圍177。48A，輸出為電壓信號。將霍爾傳感器套在輸入電流直流母線上，不但可以有效檢測輸入電流，同時還實現(xiàn)了主電路與控制電路的隔離。過流保護電路工作原理：由霍爾電流傳感器輸出電壓信號，經(jīng)過反相比例放大器進行電壓放大，再通過反相器進行相位轉換，保持輸出與霍爾傳感器輸出電壓的相位一致，然后輸入下級的比較器與給定值進行比較。 若輸 入 過流，則比較器的反相輸入端電壓大于正相輸入端電壓，則輸出低電平的 HIGHCURRENT 有效信號。輸 入 電流正常時，正相輸入端電壓大于反 相輸入端電壓，則過流控制信號 HIGHCURRENT 保持在高電平無效狀態(tài)。 保護執(zhí)行回路設計 保護執(zhí)行回路設計如圖 35 所示。由于保護信號均是低電平有效，由輸入過流、輸出過壓保護信號經(jīng)與門邏輯電路運算后分為兩路執(zhí)行電路。 一路由反相器 U2A 和三極管 Q3 形成 DSP 輸出 PWM 封鎖電路，當有任一種保護信號低電平有效時，三極管 Q3 導通，將 PDPINTA 腳拉到低電平， DSP檢測到該信號為低電平后封鎖所有的 PWM 脈沖輸出，從而保護主電路器件，實現(xiàn)軟件保護。 另一路由反相器 U2B、三極管 Q繼電器 U4 等組成繼 電器動作電路，當任一種保護信號低電平有效時，三極管 Q4 導通，繼電器線 1 腳、 16 腳上電，繼電器常閉觸點斷開（ 4 腳、 6 腳），切斷主電路。同時，三極管 Q4 集電極與射級之間并聯(lián)的繼電器常開觸點閉合，三極管自鎖，維持繼電器線圈的得電狀態(tài)，直到按下復位按鈕，如此實現(xiàn)硬件保