【正文】 5 腳為鋸齒波振蕩器外接定時電容端。 6 腳為鋸齒波振蕩器外接定時電阻端。 7 腳為共地端。 11 腳為兩路驅動放大器 NPN 管的集電極開路輸出端。當通過外接負載電阻引出輸出脈沖時，為兩路時序不同的倒相輸出，脈沖極性為負極性，適合驅動 P 型雙極型開關管或 P 溝道 MOS FET 管。此時兩管發(fā)射極接共地。 10 腳為兩路驅動放大器的發(fā)射極開路輸出端。當 11 腳接 Vcc，在 10 腳接入發(fā)射極負載電阻到地時，輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅動 N 型雙極型開關管或 N 溝道 MOS FET 管。 2 腳為 Vcc、輸入端。供電范圍適應 8～ 40V。 13 腳為輸出模式控制端。外接 5V 高電平時為雙端圖騰柱式輸出，用以驅動各種推挽開關電路。接地時為兩路同相位驅動脈沖輸出， 11 腳和 10 腳可直接并聯(lián)。雙端輸出時最大驅動電流為 2 200mA，并聯(lián)運用時最大驅動電流為 400mA。 14 腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端。輸出 5V177。 的基準電壓，最大負載電流為 10mA。用于誤差檢 出基準電壓和控制模式的控制電壓。 RT 取值范圍 ～ 500Ω， CT 取值范圍 4700pF～ 10μF，最高振蕩頻率 fOSC≤ 300KHz。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 25 TL494 在工作時，通過 6 腳分別接定時元件 CT 和 RT。經相應的門電路去控制 TL494 內部的兩個驅動三極管交替導通和截止，通過 8 腳和 11 腳向外輸出相位相差 180176。的脈寬調制控制脈沖。工作波形如圖 333 所示。 TL494若將 13 腳與 14 腳相連．可形成推挽式工作；若將 13 腳與 7 腳相連．可形成單端輸出方式。為增大輸出可將 2 個三極管并聯(lián)。 圖 33 工作波形 TL494 構成的 PWM 控制器電路 PWM 控制器電路其核心采用專用集成芯片 TL494，原理見圖 34 所示，通過適當的外接電路，不但可以產生 PWM 信號輸出，而且還有多種保護功能。 TL494 含有振蕩器，誤差放大器， PWM 比較器及輸出級電路等部分。OSC 振蕩頻率由外接元件 R， C 決定，表達式為： RCfOSC ? (32) fOSC 可 選定 1KHz～ 200KHz 之間 ，本電路選用 fOSC = 40KHz。 TL494 內部的穩(wěn)壓電源將外部供給的 +12V 電壓變換成 +5V 電壓，除提供芯片 內部電路作電源外，并通 過 14 腳對外輸出 +5V 基準電 源 13 腳為輸出脈沖控制端，當 3 腳接地時，輸出脈沖最大占空比為 96%，當接高電位時，最大占空河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 26 比為 48%。 TL494 輸出脈沖的寬度調節(jié)由振蕩器電容 CT 兩端的正向鋸齒波和兩個控制信號相比較來實現。只有鋸齒波電壓高于控制信號時，才會有脈沖輸出，內部兩個誤差放大器及外接電阻，電容構成電壓和電流反饋調節(jié)器，都采用 PI 調節(jié)。誤差放大器的給定信號均取自 +5V 基準電源的分壓加于 2腳和 5 腳。反饋電壓信號 UF 由微機處理后引入 1 腳，與 2 腳的給定值 UG 比較后，產生調制脈寬的控制信 號，使輸出直流電壓保持穩(wěn)定。來自溫度傳感器 AD590 所檢測的電池溫度信號 TF 由微機處理后引入到 16 腳，當電池溫度超過規(guī)定值（設為 130% TN）時，產生控制信號調制輸出脈沖的寬度，使電路處于限流輸出運行。來自霍爾電流傳感器所檢測的電流信號 IF 由微機處理后引入到 4 腳，當充電電流超過給定值時封鎖輸出脈沖，關斷 IGBT[13]。 圖 33 PWM 控制器 TL494 接線圖 IGBT 是電壓驅動型器件，本電路選用了具有降柵壓邏輯式和軟關斷兩種保護功能的 IGBT 厚膜混合集成驅動模塊 EXB840， 這種型號的電路 較好地解 決了低飽和壓降 IGBT 的短路保護問題，能滿足 IGBT 對驅動電路的特殊要求，保證 IGBT 能可靠開通和關斷，且電路簡單 ， 工作頻率高，輸入控制信號電流為 10mA。以 EXB840 為核心構成的驅動電路中，驅動模塊 EXB840的電源為 +20V，在模塊內部將 20V 電壓變換為 +15V 和 5V 兩種電壓，供 IGBT柵 射極導通時所需正偏電壓和關斷時所需的負偏壓。 TL494 輸出的 PWM 脈沖從 9 腳或 10 腳送至 EXB840 的 15 腳。 EXB840 驅動模塊從 3 腳和 1 腳輸出正，負驅動脈沖至 IGBT 的柵 射極之間，開通和關斷 IGBT[14]。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 27 第 4 章 TL494 在汽車音響供電電源中的應 用 汽車音響電源簡述 國內市場上，盡管汽車音響節(jié)目源有所擴展，從單一的收音，磁帶兩用機發(fā)展到加入單碟或自動換片的多碟 CD 機，但對小汽車音響功放來說卻基本變化不大，仍為以收音機，磁帶機和 CD 機組成的一體化音響。此類一體化音響，無論生產商標出 2*35W 還是 200W+200W，其實仍為早期的雙聲道功放，其每聲道真正輸出有效功率不會大于 20W，普通產品不會超過2*6W。最近，國內電子報刊紛紛刊出汽車音響升級的報道，表明有車一族對此并不滿足，于是 很想了解國外最新汽車音響動向。為此，籍此文向有車一族中的音響發(fā)燒友介紹。目前國外汽車音響現狀有以下特點。 DC 變換器重出江湖。之所以說 DC 變換器“重出江湖”，是因為上世紀40 年代的電子管收音機時代，為了向汽車中的電子管收音機提供高電壓供電，曾廣泛采用一種“振動子”變流器，這種變流器的原理是利用機械觸點組成雙向開關，將 12V 直流電變換為雙向方波，然后通過變壓器資脈沖波電壓升高，再整流，濾波成為高壓直流電，其電路基本原理與現有的晶體管直流變換器是相同的，區(qū)別是由機械開關換向，其脈沖頻率只是在 1KHZ 以下，而 且頻率也較低。這種機械式振動子變換器一直延用到半導體器件相當成熟，即電子管收音機改為晶體管后，才從汽車音響中消失。 由于小汽車音響受到 12V 供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。在此情況下，從上世紀末，歐洲生產的汽車音響中開始采用DCDC 變換器，將 12V 蓄電池供電變換為177。 24V177。 50V，向汽車音響提供電源。目前 DCDC 變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ 以上，效率接近 90%。 汽車音響供電電源中采用 DCDC 變換器，而不采用升壓式開關電源，是經過縝密考慮的?，F 代的晶體管放大器部分仍為 AB 類放大，其工作電流隨信號的波動成正比變化，所以功放實際上構成變動范圍極大負載。為了避免功放輸出信號產生削頂失真，要求供電電源有足夠的能量儲備，當信號峰值瞬間能立即提供較大的電流（一般 PMOP 即為對功放瞬間峰值功率的標稱）。河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 28 顯然，也包括了電源瞬間輸出電流的能力。 開關電源無論采取 PWM 還是 PCM，其能量輸出是由脈沖變壓器電磁轉換形成的，開關管導通時，向脈沖變壓器存儲磁能，開關管截止時，磁能轉換成電能，向負載提供電壓。即使負載電流瞬間增大使輸出電壓下降 ,穩(wěn)壓控制系統(tǒng)也只能控制開關管在 下一個導通周期延長導通時間，待開關管載止后，輸出電壓上升，以圖補償負載電流增大的影響。但是，音樂的波動是千變萬化的，有時大幅度的沖出信號只是瞬間的事，若信號沖擊到來時，開關電源不能及時提供大電流，輸出電壓必然形成隨大信號下降的波形，使信號上沖受限，產生波形失真，等沖擊信號過后。 PWM 電路才輸出信號上升，開關電源再降低其輸出電壓，以使其輸出電壓穩(wěn)定。可惜，這一切為時已晚，在此過程中輸出信號難免失真，同時也增大了電源紋波脈沖，使放大器的噪聲增大。 直流變換器則不同，變換器的開關管始終以設定的脈寬工作，只要開關管 有足夠的開關電流，它能隨時提供其額定功率以內的電壓。從此點來說，直流變換器和變壓器整流電源沒有區(qū)別，而且直流變換器的內阻更低，對瞬間大電流的適應性更強。實際上變換器是不用穩(wěn)壓系統(tǒng)的開關電路，任何開關電源除去脈沖調制，取樣誤差放大部分實質即為直流變換器 [15]。 根據上述原理，上世紀末，歐洲開始在轎車音響上配置直流變換器， 與汽車功放配套。 1980 年，德國生產的 Monacor HPB150 汽車功放，配備了 12V與177。 25V 直流變換器，輸出最大電流可達 10 到 15A，使功放有效輸出功率可達 2X40W，或 BTL 接法， 使輸出功率為 150W。另一名為“ Jensen”的汽車功放所配用的變換器，則可將 12V 電壓變換成雙電源177。 30V/15A 的輸出可以向四聲道的放大器供電，輸出 4*60W 的有效功率其中“ Monacor HPB150為最早的產品，其功放變換器采用分立元件組裝成自激推挽式變換器，共采用 13 只三極管，電路較復雜，裝調也不方便。此外，由于自激式振蕩電路其工作頻率隨負載電流變化，脈沖干擾抑制也比較困難。 Jensen 功率變換器，則采用傳統(tǒng)開關電源它激式驅動器驅動四只 MOS FET 開關管組成的并聯(lián)推挽電路，其功放變 換器電路如附圖所示。該汽車功放中利用 MOSFET 管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。變換器的振蕩器和控制河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 29 系統(tǒng)全部集成在 IC（ TL494）內部。 TL494 原設計為它激式開關電源驅動控制器，內部除含有振蕩器，脈寬調制器以外，還有基準電壓穩(wěn)壓電路，死區(qū)時間控制電路和兩組比較器組成的誤差檢測電路。 TL494 在該電路中構成它激式變換器，只利用了其振蕩器和驅動電路，用作驅動開關管的脈沖信號源，因而與常規(guī)用法有所不用。 汽車音響供電電源的組成 TL494 的輔助電路設計 圖 41TL494 輔助電路 在該電路中， TL494 第 5， 6 腳外接時間常數電路（ C3， R5），振蕩器產生80kHZ 的脈沖信號，經 TL494 內部雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器控制，變成兩路時序不同的驅動脈沖，驅動兩組驅動放大器。 TL494 內部兩組驅動級，由第 9， 10 腳輸出時序不同的正向脈沖。為了避免在兩路脈沖交替處推挽開關管 VT1， VT3和 VT2， VT4 同時導通， TL494 的第四腳外接 R6， C2， R4 設定死區(qū)時間。河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 30 一組驅動脈沖使推挽電路一臂導通后，相隔一死區(qū)時間，才發(fā)出另一組驅動脈沖， 使另一臂導通（第四腳電壓越高，死區(qū)時間越長）。 TL494 第 1， 2 腳為兩組取樣放大器的同相和反相輸入端，可控制內部比較器組成的脈寬調制器設定的占空比。在該變換器中， TL494 各腳功能及應用如下： 第 1 腳為第一組誤差放大器的反相輸入端。電路中以 R2 接地，使之為低電平。 第 2 腳為第一組誤差放大器的同相輸入端。由 R7 接入 5V 基準電壓。當第 2 腳輸出高電平時，誤差放大器輸出端（第 3 腳）輸出恒定的低電平，該電平在 TL494 內部控制比較器組成的 PWM 調制器，輸出最大脈寬 45%，其余 5%作死區(qū)時間。另外，第 2 腳外接 C 為軟起動電容，開機瞬間 C4 充電使第 2 腳瞬間為低電平，誤差放大器輸出高電平，隨著 C4 充電電壓升高，第 2 腳電壓升高，第 3 腳電壓降低，使 PWM 比較器輸出脈寬緩增大到額定脈寬，避免開機沖擊電流損壞開關管 [16]。 第 3 腳為誤差放大器輸出端，外接 R3， C1 為避免誤差放大器振蕩而設。 第 4 腳為死區(qū)時間控制端，通過 R6， R4 從 5V 基準電壓分壓得到 死區(qū)時間控制電壓，使兩組驅動脈沖之間有占脈寬 5%的間隙。第 4 腳電平達到 時，驅動脈沖被關斷。 第 5， 6 腳為振蕩頻率控制端，外接 R5， C3 設定振蕩器產生 約 80KHZ 的振蕩脈沖，徽調 R5 可使振蕩頻率為 100KHZ。 C3， R5 與振蕩頻率的關系為：f(kHZ)=(kΩ )C(μ F)。 第 7 腳為公共地端。 第 8， 11 腳通過外接電阻接至 Vcc=12V。第 10 腳輸出為兩路正極性圖騰柱輸出脈沖，適合于驅動 N 溝道 MOS FET 管。 第 12 腳接輸入信號。 第 13 腳與第 14 腳并聯(lián)， 13 腳外接 5V 高電平時為雙端圖騰柱輸出脈沖，來驅動后面主電路中推挽開關電路。 第 14 腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端，輸出 5V177。 的基準電壓。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 31 主電路的設計 圖 42 汽車音響供電電源主電路 輸入端 9， 10 為 TL494 輸出的兩組相位相差 1800 的 PWM 驅動脈沖，一組驅動脈沖使推挽電路一臂導通后，相隔一死區(qū)時間，才發(fā)出另一組驅動脈沖，使另一臂導通。當第 10 端輸入前 1800 驅動脈沖時 VT1,VT3 導通 +12V輸入電壓經逆變產生矩形波，通過變壓器升壓，經整流橋整流，并經 LC 濾波得到 30V 的直流電。第 9 端輸入后 1800 驅動脈沖， VT2,VT4 導通，同樣經過變壓器升壓，整流橋整流， LC 濾波。得到可以供音響工作的 30V 直流電。因為 VT3,VT4 需要具有高頻的導通截止特性，為了 保護 V