【正文】 綠色 能源的 開(kāi)發(fā)和利用 。同時(shí)針對(duì)傳統(tǒng)的正激變換器的典型缺陷，對(duì)其進(jìn)行了拓?fù)涓倪M(jìn)，加入“交錯(cuò)并聯(lián)”和 LCD 緩沖網(wǎng)絡(luò)兩種特殊結(jié)構(gòu)，并運(yùn)用新型移相控制技術(shù)，提出了具有緩沖電路的 ZVS交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器。 摘 要 隨著當(dāng)今社會(huì)主要能源的日益枯竭，太陽(yáng)能光伏發(fā)電越來(lái)越受到重視。 對(duì)比幾種基本的升壓變換器發(fā)現(xiàn)，正激升壓變換器更為可靠。 關(guān)鍵詞： 光伏發(fā)電；升壓變換器 ； 零電壓； LCD 緩沖網(wǎng)絡(luò)；移相控制 II Abstract In today39。 由于它 不 用 鋪設(shè) 復(fù)雜的 電力網(wǎng)絡(luò)， 也無(wú)需特定的 地理?xiàng)l件 ，因而被公認(rèn)是目前世界上最有前途的新能源技術(shù)之一，尤其在 偏遠(yuǎn)地區(qū)、 沿海島嶼 等地域更能大顯神威。前者沒(méi)有 DCDC 環(huán)節(jié)，直接通過(guò) 工頻變壓器與電網(wǎng) 的 連接 實(shí)現(xiàn)逆變并網(wǎng)； 而兩級(jí)式光伏發(fā)電系統(tǒng) 則由直流 直流升壓環(huán)節(jié) 和 直流 交流逆變環(huán)節(jié)構(gòu)成 。上述單級(jí)結(jié)構(gòu)的缺陷嚴(yán)重限制了 光伏發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)展。 但在 兩級(jí)式 光伏 發(fā)電系統(tǒng)中， 光伏電池 陣列連接后的 輸出電壓 仍較 低， 需要加入一個(gè)高升壓比的 DCDC環(huán)節(jié)才能 滿足后級(jí)逆變器 的要求 。另外，從 能量守恒 的 角度來(lái)看 ，如果 升壓變換器的 輸出功率 增 大， 必然會(huì)導(dǎo)致 輸入電流 的增 大， 如果此時(shí) 仍采用 傳統(tǒng)的 單 回路 Boost 變換器 實(shí)現(xiàn) 升壓 ， 則會(huì)導(dǎo)致太陽(yáng)能電池板 的電流紋波 很 大 ，這將直接使 光伏電池的使用壽命大大縮短 [58]。 在 兩級(jí)式光伏 （太陽(yáng)能） 發(fā)電系統(tǒng) 中 ， 其直流升壓變換器輸出端與后級(jí)逆變器相連， 一旦功率管出現(xiàn)同時(shí)關(guān)斷 （如死區(qū)、功率管損壞、保護(hù)動(dòng)作等導(dǎo)致） ，則 等效于 反激變換器輸出 斷路 ， 會(huì)產(chǎn)生 輸出 直流 電壓 尖峰 ，很 可能使某些 元件 甚至整個(gè)系統(tǒng)損壞 。多數(shù) 磁 復(fù)位 方法都有 以下 不足 ：變換器鐵心單向磁化， 效 率低 、利用率低， 主功率管承受兩倍的 直流母線 電壓等 ，只有 有源箝位等少數(shù)幾種磁復(fù)位方式 可以解決上述問(wèn)題 [9]。這些優(yōu)點(diǎn)必將為兩級(jí)式光伏發(fā)電系統(tǒng)提供了可靠的直流電壓變換，為第二級(jí)逆變環(huán)節(jié)輸出高標(biāo)準(zhǔn)的直流電壓，從而提高了光伏發(fā)電系統(tǒng)的整體性能指標(biāo)并推 動(dòng)光伏發(fā)電新能源技術(shù)的發(fā)展。 從圖中可以看出， 雙管正激變 換器 的拓?fù)?簡(jiǎn)單 ，并且緩沖網(wǎng)絡(luò)無(wú)能量損耗 ，同時(shí) 每個(gè) 開(kāi)關(guān)管 的 電壓應(yīng)力 從 兩倍輸入電壓降為 單倍 輸入電壓，解決 了 單管正激變換器開(kāi)關(guān)管高電壓應(yīng)力的缺點(diǎn)。 V i nT 1D 5S 1S 2D 1D 2D 7L fC f R LT 2D 6S 3S 4D 3D 4 圖 14 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器 為了實(shí)現(xiàn)更高效率的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激， 1997 年美國(guó)學(xué)者 Kutkut 最早提出將 ZVS 軟開(kāi)關(guān)技術(shù)融入到不含 LCD 緩沖網(wǎng)絡(luò)的交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激拓?fù)渲校茄芯勘砻髟撏負(fù)浣Y(jié)構(gòu)并不容易實(shí)現(xiàn) ZVS，且存在較大的環(huán)流，嚴(yán)重影響了變換器的效率。 V i nT1D3D 4L fC f R LT 2D4S 2S 1L 2S 4S 3L 1 L 3L 4D1D2T 1T 2 圖 15 一種新型 ZVS 交錯(cuò)并聯(lián)正激變換器 20xx 年，印度學(xué)者 等回歸到傳統(tǒng)雙管正激變換器，對(duì)雙管正激變換器的電磁噪聲進(jìn)行深入分析，發(fā)現(xiàn)了變換器中各處存在的寄生電容可能會(huì)嚴(yán)重影響變換器的性能，尤其會(huì)削弱傳統(tǒng)雙管正激變換器中低電磁噪聲這個(gè)優(yōu)勢(shì)。 主要研究?jī)?nèi)容與方案 改進(jìn)型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的確定 由于傳統(tǒng)正激升壓變換器的存在如下典型缺點(diǎn)： （ 1）輸出電壓電流紋波較大； （ 2）變壓器原、副邊存在電壓過(guò)沖與震蕩； （ 3）大電流輸 入時(shí)變換器效率較低。 具有 ZVS 升壓變換器總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì) （ 1） 本次 課題研究 設(shè)計(jì) 的 變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī) 初步?jīng)Q定采用 數(shù)字控制方式，控制 核心 采用美國(guó)德州儀器公司（ TI）生產(chǎn)的定點(diǎn) DSP 芯片 TMS320F2812 為控制芯片。因此，直流升壓環(huán)節(jié)亦應(yīng)該擁有輸出過(guò)壓保護(hù)電路。查閱文獻(xiàn)可知，對(duì)于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器而言，實(shí)現(xiàn) ZVS 最常用的方法是對(duì)開(kāi)關(guān)管的 PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行改進(jìn)，采用特殊的控制方法并利用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特殊性來(lái)完成每個(gè)開(kāi)關(guān)管的 ZVS 開(kāi)通與關(guān)斷。 制作實(shí)驗(yàn)樣機(jī)并完成相關(guān)功能驗(yàn)證 根據(jù)主電路、控制電路、檢測(cè)電路和保護(hù)電路等的配置方案，在仿真 驗(yàn)證 無(wú)誤的前提下， 開(kāi)始進(jìn)行 變換器原理 樣機(jī) 的搭建。最終，測(cè)試并完善樣機(jī)系統(tǒng)的性能指標(biāo)，完成課題研究。同時(shí)， 為了抑制DCDC 變換器輸出整流橋的寄生震蕩， 經(jīng) 查閱相關(guān)文獻(xiàn)資料 ， 對(duì)變壓器二次 側(cè)每個(gè)二極管加入 RC 緩沖電路 。通常情況下，零電壓（ ZVS）工作原理為，在開(kāi)關(guān)過(guò)程中引入諧振，使開(kāi)關(guān)在導(dǎo)通前電壓先降為零，從而消除電流電壓的重疊現(xiàn)象，同時(shí)，諧振過(guò)程也限制了開(kāi)關(guān)過(guò)程中電壓 和電流 的變化率，使得開(kāi)關(guān)損耗和開(kāi)關(guān)噪聲得到明顯的減小，甚至消除 [20]。 最終確定的 ZVS 升壓變換器如圖 23 所示： V i nQ1CfR+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1C d s 3Cd s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL 圖 23 采用 LCD 緩沖電路的改進(jìn)型 ZVS 升壓 DCDC 變換器 工作模態(tài)分析 （ 1） 電路 中只用 了 LCD 緩沖 網(wǎng)絡(luò)來(lái) 實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，而我們期望利用開(kāi)關(guān)管的結(jié)電容和變壓器漏感的諧振實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)關(guān)，因此我們必須選擇結(jié)電容較大的開(kāi)關(guān)管，這也是本次課題研究中功率管使用 的原因。該控制方法為每個(gè)開(kāi)關(guān)管軟開(kāi)通 和 軟關(guān)斷過(guò)程爭(zhēng)取了足夠的時(shí)間。該模態(tài)中，由于變壓器原邊共用同一鐵芯，因此此時(shí)原邊繞組 L2 上的電壓 vL2(t)=vL1(t)=Vin，副邊繞組 L3上的電壓 vL3(t)=vL1(t)/K=Vin/K，則 vds3(t)=vds4(t)=Vin。同時(shí)，變換器 2中，漏源結(jié)電容 Cds Cds原邊繞組 L漏感 Llk緩沖電容 Cr緩沖電感Lr2 通過(guò) Vin 發(fā)生諧振， Cds Cds L Llk2 放電， Cr Lr2 充電。求解各個(gè)電容電感上的電壓電流瞬時(shí)值的問(wèn)題變成求解二階常系數(shù)非齊次線性微分方程的過(guò)程， 同時(shí)，從等效電路不難發(fā)現(xiàn)，在開(kāi)關(guān)管 Q2 關(guān)斷的瞬間，緩沖電容支路導(dǎo)通，Cr1 并聯(lián)工作于變壓器原邊繞組 1 的兩側(cè)，由于電容 Cr1 需要充放電過(guò)程，因此電壓不能瞬 變，所以原邊繞組上的電壓過(guò)沖問(wèn)題將在緩沖電容 Cr1 的作用下被有效抑制， LCD 緩沖電路發(fā)揮了其應(yīng)有的作用。 15 開(kāi)關(guān)模態(tài) 4[t3， t4] V i nQ1C f R+Q2Q3Q4D 1D3D2D4Ll k 1L l k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1Cd s 3Cd s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL 圖 29 工作模態(tài) 4 等效電路圖 工作模態(tài) 4 中， t3 時(shí)刻，原邊繞組 1 電流下降到 Im，即此時(shí)的原邊電流即為勵(lì)磁電流，副邊繞組電流下降到 KIm，該模態(tài)在滯后管 Q1 關(guān)斷時(shí)刻 t4 到來(lái)時(shí)結(jié)束。同時(shí)，對(duì)于變壓器副邊，在副邊繞組上產(chǎn)生的不斷增加的反壓將會(huì)使得整流橋的整流二極管 DR DR4 導(dǎo)通，副邊電流 iL3 反向增加。此模態(tài)持續(xù)時(shí)間 6t? 可利用 11151160 ( ) =LLL i nd i i tv L L Vd t t?? ? (29) 來(lái)求得，式中的1 5()Lit可由模態(tài) 5 中計(jì)算推得的1()Lit來(lái)計(jì)算得到。 18 開(kāi)關(guān)模態(tài) 8[t7， t8] V i nQ1Cf R+Q2D 1D 2L l k 1Lr 1D5D6Cr 1L 1L 3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4DR 2DR 3V oLf 1Q 3Q4D 3D4Ll k 2L r 2D 7D8Cr 2L 2C d s 3C d s 4 圖 213 工作模態(tài) 8 等效電路圖 工作模態(tài) 8 中， t7 時(shí)刻，變壓器副邊繼續(xù)保持理想恒定續(xù)流工作，各元器件上的電壓電流值均保持不變，則原邊繞組電壓、開(kāi)關(guān)管漏源電壓在諧振結(jié)束后均被箝位在穩(wěn)定不變的電壓值上，且原邊兩路繞組電 流也都將保持為零。 t9 時(shí)刻， Cds Cds3 充放電過(guò)程完成，此時(shí)? ? 093 KVVtv inC ds ?? ， 4 9( ) 0dsCvt? ，受變壓器副邊箝位，原邊繞組 L2 上的電壓在經(jīng)過(guò)諧振后并不發(fā)生變化，依然為 ? ? 092 KVtvL ?，并且流過(guò)原邊繞組 L2 上的電流也降為 0。 開(kāi)關(guān)模態(tài) 11[t10， t11] V i nQ1Cf R+Q 2D1D2Ll k 1Lr 1D 5D6Cr 1L1L 3Cd s 1C d s 2DR 1DR 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D 4L l k 2Lr 2D7D8Cr 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 217 工作模態(tài) 11 等效電路圖 工作模態(tài) 11 中， t10 時(shí)刻， 開(kāi)關(guān)管 Q3 導(dǎo)通，受寄生結(jié)電容的影響， Q3 電壓下降是個(gè)緩慢的過(guò)程。 t11 時(shí)刻有： 121 1 1 1( )= ( )d s d sC C inv t v t V?， 341 1 1 1( )= ( ) 0d s d sCCv t v t ?， 1 2 31 1 1 1 1 1( )= ( ) ( ) L L L i nv t v t K v t V?? 此時(shí)，模態(tài) 11 隨變換器原邊繞組諧振過(guò)程的結(jié)束而結(jié)束，并且在變換器 2中將在下一時(shí)刻開(kāi)始流過(guò)正向工作電流。此時(shí)原邊繞組 L1 上的電壓被箝位于 Vin，因此原邊變換器 1 并不參與本工作模態(tài)。為了分析這些拓?fù)涓倪M(jìn)、控制策略對(duì)正激變換器性能的提升，本章還對(duì)改進(jìn)型變換器 的 工作模態(tài)進(jìn)行了 詳細(xì)的研究。在直流輸出側(cè)，檢測(cè)電路檢測(cè)輸出電壓，并將檢測(cè)電壓通過(guò) DSP 的 AD模塊采樣轉(zhuǎn)換，返回給 DSP，經(jīng) DSP 運(yùn)算處理，改變輸出控制信號(hào)進(jìn)而調(diào)整驅(qū)動(dòng) PWM 信號(hào)的脈寬，調(diào)節(jié)輸出電壓，使系統(tǒng)在負(fù)載和輸入電壓波動(dòng)時(shí)保 持穩(wěn)定 [2223]。 KD1011 2 4 5 6 7D S P P W MR11 0 kR23 kR31 . 5 kR45+ 1 5R51 0R62 0 kC11 0 0 pC24 7 uC31 uU I D4 0 6 9Q13 D K 2 AQ22 S D 6 6 9Q32 S B 6 4 9D11 N 5 8 1 9D21 N 5 8 1 9 圖 32 驅(qū)動(dòng)電路圖 保護(hù)電路的設(shè)計(jì) （ 1） 輸出過(guò)壓保護(hù)檢測(cè)回路 1 0 k5 1 0 / 1 WZ 2 G N DV oG N D電 壓隔 離R P 1R 25 1 0 / 1 WR 1+R 42 0 kR 32 0 kR P 21 0 k+ 1 5 VT L 0 8 4U 1 AR 52 kH I G H V O L T A G E1 N 4 1 4 8 圖 33 輸出 過(guò)壓 保護(hù) 檢測(cè) 電路 輸出 過(guò)壓保護(hù)電路工作原理：直流 輸出 電壓分壓 后經(jīng) RP1 電位器分壓后輸入 比較器的反相輸入端，與提前設(shè)定過(guò)壓參考值進(jìn)行比較 ，從而 產(chǎn)生 所需要的 保護(hù)信號(hào)（低電平有效）。將霍爾傳感器套在輸入電流直流母線上，不但可以有效檢測(cè)輸入電流，同時(shí)還實(shí)現(xiàn)了主電路與控制電路的隔離。 保護(hù)執(zhí)行回路設(shè)計(jì) 保護(hù)執(zhí)行回路設(shè)計(jì)如圖 35 所示。同時(shí)，三極管 Q4 集電極與射級(jí)之間并聯(lián)的繼電器常開(kāi)觸點(diǎn)閉合，三極管自鎖，維持繼電器線圈的得電狀態(tài)，直到按下復(fù)位按鈕，如此實(shí)現(xiàn)硬