【正文】 V oL2 圖 26 工作模態(tài) 1 等效電路圖 工作模態(tài) 1 中， t0 時刻之前，開關(guān)管 Q1 與 Q2 已經(jīng)開通，變壓器原邊繞組 L1在輸入直流電壓 Vin 作用下充電，變壓器原邊繞組 L1 的電流 iL1 線性增長。 0tQ2Q1Q4Q3v g s 2 ,4v g s 1 ,3θt 圖 24 移相控制策略 如圖 24 所示， 其中 θ 為移相角，調(diào)節(jié)移相角是調(diào)節(jié)輸出電壓的一種途徑。通過查閱文獻(xiàn)得知，對于交錯并聯(lián)雙管正激變換器而言，電路中的 ZVS 通常是通過采用移相控制技術(shù)并利用開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器漏感的諧振實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)的。 融入了 LCD 緩沖電路的雙管正激交錯并聯(lián)升壓變換器 可以抑制 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 22 所示： V i nQ1CfR+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1C d s 3C d s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3VoL 圖 22 采用 LCD 緩沖電路的改進(jìn)型交錯并聯(lián)雙管正激變換器 9 （ 3） 對于普通的硬開關(guān)，開通和關(guān)斷的過程中會出現(xiàn)電壓電流均不為零的重疊現(xiàn)象，因此會產(chǎn)生明顯的開關(guān)損耗，而且電壓和電流變化的速度很快，波形會 出現(xiàn)明顯的過沖，還會產(chǎn)生嚴(yán)重的開關(guān)噪聲 。同時，為了充分利用變壓器鐵芯，提高變壓器磁芯的利用率，決定令兩路變換器共用一個高頻變壓器。 開關(guān)頻率： 50kHz； 變換器效率： 85%。雖然前者操作簡單并且不用改變控制策略，但是實驗表明 ， 變換器副邊諧振電感 會使得 變換器存在占空比丟失，并且 這種現(xiàn)象 隨諧振電感和負(fù)載的增大而愈發(fā)明顯 [15]。初步?jīng)Q定采用軟硬件的雙重保護(hù)電路：保護(hù) 信號給 DSP 芯片，當(dāng) DSP 芯片接到電路電壓 電流 異常信號時輸出控制動作 ，一方面封鎖所有 PWM 驅(qū)動信號，另一方面控制斷開 串接在直流母線上的 電磁繼電器常閉觸點， 從而 實現(xiàn) 軟硬件雙重 保護(hù)。 （ 2）由于本次設(shè)計的變換器是升壓變換器，當(dāng)電路需要達(dá)到一定的功率等級時，輸入電路必然會很大，這就會給電路中的元器件帶來潛在的危害，因此為了保證變換器的安全可靠 性，輸入過流保護(hù)電路的設(shè)計是非常必要的。 6 具有 ZVS 升壓變換器主電路 PSpice 仿真驗證 眾所周知，由于 PSpice 仿真 軟件 在 收斂性 、準(zhǔn)確性和快速性上有著優(yōu)良的表現(xiàn)，使其成為模擬電路仿真時最常用的仿真軟件 。這一創(chuàng)新型拓?fù)浔貙榻诲e并聯(lián)雙管正激變換器的電磁噪聲分析提供有效幫助，也為解決正激變換器中的電磁噪聲提供了新的思路，從而推動交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換 器的不斷完善與改進(jìn)。在 20xx 年，嚴(yán)仰光教授帶領(lǐng)的課題組對自身原有的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行改造并且改善控制策略，一定程度上實現(xiàn)了不含 LCD 緩沖網(wǎng)絡(luò)的交錯并聯(lián)雙管正激變換器的 ZVS 開通，這也推動了交錯并聯(lián)雙管正激變換器的進(jìn)一步發(fā)展。 4 V i nTD 3S 1S 2D 1D 2D 4L fC f R L 圖 13 傳統(tǒng)雙管正激變換器 針對輸出電壓電流紋波較大的問題，國外的學(xué)者們早在 1997 年之前就提出了如圖 14 所示的“交錯并聯(lián)”結(jié)構(gòu)，而以嚴(yán)仰光教授為代表的國內(nèi)學(xué)者們則是從 20xx 年左右才開始分析并運用交錯并聯(lián)的思想。但是，它有一個典型 缺陷：必須采用附加的復(fù)位網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)變壓器鐵芯的磁復(fù)位，采用RCD 或 LCD 緩沖等 無源箝位技術(shù)可以實現(xiàn) 此 目的 [11]，但是 RCD 的能量耗損 ，LCD 的復(fù)雜都限制了其進(jìn)一步的發(fā)展。最終，改進(jìn)新型正激升壓變換器的控制方法，并設(shè)計無源緩沖網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)該變換器的 ZVS 軟開關(guān)技術(shù)、降低變換器開 關(guān)損耗 [10]。但是， 從 正激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及工作模式 得知， 其變壓器一次側(cè)的電流只能單向流動，一旦開關(guān)管關(guān)斷時變壓器剩余的能量不能得到有效釋放，變壓 3 器便會出現(xiàn)剩磁，這 對 變壓器的利 用率 以及 效 率 有著消極的影響 。 V i nTS1D1RLC1 RLVinTS1D12L1C (a) 反激變換器 (b) 正激變換器 圖 12 常見升降壓變換器基本拓?fù)? 正 激變換器與 反 激變換器 是 除了傳統(tǒng) Boost變換器 以外最 常見的 兩種升壓 變換器。但是在 占空比 接近 1 時， 系統(tǒng) 的 效率 很低 ， 并且受制于 實際 的 開關(guān)器件，進(jìn)一步提升 變換器的 開關(guān)頻率 將會越來越困難。 D C D C變 換 器D C ～ A C逆 變 器交流電網(wǎng)光 伏 電 池 圖 11 兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)示意圖 2 在圖 11 所示的兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)中，第一級 直流升壓 變換器的性能 將直接 影響 后一級 逆變 器的 并網(wǎng)質(zhì)量， 因此 能否實現(xiàn) DCDC 升壓環(huán)節(jié)的高指標(biāo) 、高性能要求（如低紋波、低開關(guān)損耗、高效率與高功率密度等），將決定 著 光伏發(fā)電 技術(shù) 的 命運 。為了得到較高的輸入電壓，不得不把 單級式并網(wǎng)發(fā)電 系統(tǒng)中的多個單體電池串聯(lián)，但是這樣做的缺點顯而易見，一旦某單元的電池失效，就會導(dǎo)致整個電池組癱瘓，并且由于環(huán)境、氣候等因素，輸入電壓的波動也會影響單級式并網(wǎng)逆變器的性能。 按照與電力系統(tǒng)的關(guān)系，光伏（太陽能）發(fā)電系統(tǒng)分為兩種：并網(wǎng)式光伏（太陽能）發(fā)電系統(tǒng)和獨立式光伏（太陽能）發(fā)電系統(tǒng)。 20 世紀(jì) 90 年代， 這些 綠色可再生能源就已經(jīng)在 世界能源電力市場 初露頭角了。 本文首先對其結(jié)構(gòu)中的 LCD 無損緩沖網(wǎng) 絡(luò) 、新型移相控制技術(shù)進(jìn)行分析，詳細(xì)研究了十二個理論工作模態(tài)，然后設(shè)計了以 TMS320F2812 為控制中心的硬件實驗樣機(jī)平臺，完成了主電路參數(shù)設(shè)計、器件選型、外圍電路分析與設(shè)計。其良好的優(yōu)越性對于經(jīng)濟(jì)生態(tài)環(huán)境和社會穩(wěn)定發(fā)展有著重要意義。隨著電力電子技術(shù)高頻化的發(fā)展趨勢，升壓 DCDC 變換器 在 兩極式光伏發(fā)電系統(tǒng)中的 應(yīng)用 得到了不斷的發(fā)展和完善。最后通過 PSpice 軟件仿真和實驗樣機(jī)硬件調(diào)試雙重驗證了文中改進(jìn)型升壓變換器理論分析的正確性，也證明了具有緩沖電路的 ZVS 交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器的可行性與可靠性。 作為一種新能源技術(shù)， 太陽能光伏發(fā)電 扮演著綠色可再生能源中舉足輕重的角色，很 有發(fā)展前景。對于并網(wǎng)式光伏發(fā)電系統(tǒng)，根據(jù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的不同又可以分為兩類：單級式、兩級式。單級式的發(fā)電結(jié)構(gòu)還存在其他局限：無法實現(xiàn)輸入輸出間的隔離，無法獲得較高的輸入輸出間的電壓比和電流比，只能單路輸出。 眾所周知，最常見的升壓 DCDC 變換器為 傳統(tǒng)的 Boost 變換器， 它因操作便捷、拓?fù)浜唵?等優(yōu)點， 使其在 升壓場合 中大顯身手 。同時，在 占空比 不斷增加的過程中，升壓比不增反降的現(xiàn)象將直接影響后級逆變并網(wǎng)的質(zhì)量 。對于圖 12 (a)所示的反激變換器，從輸出端 來 看 可等效成 電流源， 在每次功率管開通 時向 輸 出端傳送一次能量， 這就嚴(yán)格要求 輸出端 不能 開路。 因此在傳統(tǒng)正激變換器結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上 必須 采用一定的磁復(fù)位手段，來輔助 變壓器 完全 磁復(fù)位 。 本次課題研究期望設(shè)計一種適用于兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)直流升壓環(huán)節(jié)的變換器，使其具有 低 主開關(guān)管電壓應(yīng)力 、高 升壓變比、 低 輸入電流紋波 系數(shù) 、 低 輸出電壓紋波 系數(shù) 的優(yōu)勢，同時，該變換器還擁有高工作效率、高功率密度、高功率等級等優(yōu)點。為了解決無源箝位技術(shù)存在的問題，在國內(nèi)外學(xué)者的共同努力下， 提出了 如圖 13 所示的傳統(tǒng)雙管正激變換器。這種 交錯并聯(lián) 結(jié)構(gòu) 采取 兩路完全相同的 傳統(tǒng) 雙管正激變換器 并聯(lián)于 直流輸入側(cè)， 仿真和 實驗結(jié)果 都 表明這種拓?fù)溆邢率?優(yōu) 勢 ：輸入電流脈動頻率 翻倍 ， 利于 輸入濾波器 的微型設(shè)計； 輸出濾波電感 上的 電壓 脈動 頻率 翻 倍， 利于 輸出濾波電感的 微型設(shè)計 ；輸出電壓 經(jīng)整流后的 等效占空比 翻倍， 利于驅(qū)動電路的設(shè)計 ，增加了變換器的響應(yīng)速度 [12]。 5 韓國的學(xué)者 HyoungSuk Kim 等在 20xx 年提出一種改進(jìn)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且采用移相控制的方法實現(xiàn)了較為理想的 ZVS，從而大大的降低了變換器中的開關(guān)損耗 [13]，這也為廣大國內(nèi)外學(xué)者提供了新的思路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 15 所示。 總之，不論是從國外還是國內(nèi)的研究現(xiàn)狀來看，交錯并聯(lián)雙管正激變換器的領(lǐng)域里面還是活躍著許多國內(nèi)外著名學(xué)者，這些學(xué)者都在不斷地努力實現(xiàn)雙管正激變換器的完善或創(chuàng)新，使其達(dá)到更高的性能標(biāo)準(zhǔn)從而實現(xiàn)其在光伏兩級式發(fā)電系統(tǒng)以及其他應(yīng)用領(lǐng)域（如航空電源、裝甲車特種電源）中更高的可靠性。因此，本次課題研究決定采用 PSpice 對文中提出的改進(jìn)型升壓 DCDC 變換器主電路拓?fù)溥M(jìn)行仿真， 觀測重要波形，并與理論分析波形和實驗樣機(jī)波形進(jìn)行對比分析，初步 驗證該拓?fù)淅碚摲治龅恼_性，并根據(jù)仿真結(jié)果對所選參數(shù)進(jìn)行校正。 （ 3）升壓變換器對直流電壓輸出有著最直觀的要求 ， 同時因為本次課題研究基于兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)，第一級 DCDC 變換器的輸出要作為第二級 DCAC逆變并網(wǎng)電路的輸入，因此一旦直流環(huán)節(jié)輸出過壓，將對逆變環(huán)節(jié)造成嚴(yán)重的影響，并在最終給整個發(fā)電系統(tǒng)帶來難以預(yù)計的損壞。 （ 5） ZVS 軟開關(guān)技術(shù)可以降低甚至消除開關(guān)管的開關(guān)損耗，從而實現(xiàn)DCDC 變換器的高效率要求。因此，本次課題研究將以同時關(guān)斷但 7 不同時開通的移相控制法為基礎(chǔ)，通過對國內(nèi)外文獻(xiàn)的查閱，將其改進(jìn)來滿足兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)的特殊要求。 完成樣機(jī)制作之后，開始對實驗樣機(jī)進(jìn)行調(diào)試，觀察關(guān)鍵元器件上的電壓電流波形，并將其與理論波形對比，驗證理論分析的正確性。另外， 為了降低變壓器的制作難度，舍棄變壓器副邊中心抽頭，并將變壓器副邊改造為全橋整流的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 隨著人們對于變換器高效率與高功率密度的追求，零電壓軟開關(guān)技術(shù)的引入就是為了解決 上述問題而引出的。同時，變壓器原邊的 LCD 緩沖網(wǎng) 絡(luò)除了解決一次側(cè)電壓過沖這個問題外，還能夠輔助儲能從而促進(jìn)這種變換器 ZVS 的實現(xiàn)，可謂一舉兩得 [21]。Q1 和 Q3 互補(bǔ)導(dǎo)通， Q2 和 Q4 互補(bǔ)導(dǎo)通， Q1 和 Q3 相對 Q2 和 Q4 移相工作，滯后 Q2 和 Q4 一定的相位，因此定義 Q2 和 Q4 為超前管， Q1 和 Q3 為滯后管。由于負(fù)載側(cè)等效為電流源 Io，則在 t0 時刻，電流 iL3 上升至 Io，電流 iL1 上升至 Io/K+Im，并且在 t1 時刻到來前保持恒定，其中 Im 為勵磁電流。此模態(tài)中， D6 與 Cr1 組成的支路在 t1 時刻導(dǎo)通，變換器 1 中變壓器副邊折算到原邊的電流 Io/K 與變壓器勵磁電流 Im 共同作用給 Q2 的漏源結(jié)電容 Cds2 充電，給 Cr1 放電。 聯(lián)立上述各式 并利用 終值條件1 2( ) 0rCvt?即可求得時間 Δ t2=t2t1=t2，即工作模態(tài) 2 的持續(xù)時間。 同時，由于變換器 2 中諧振電路相對于 Q3 和 Q4 而言并不是完全對稱的，因此當(dāng)?shù)竭_(dá) t3 時刻時，3dsCv與4dsCv并不相等，但由于原邊繞組 2 的電壓被箝位于 0，因此二者電壓之和始終恒定為輸入電壓，即34( ) ( )ds dsC C inv t v t V??。變換器 2 中，漏源結(jié)電容 Cds Cds原邊繞組 L漏感 Llk緩沖電容 Cr緩沖電感 Lr2 通過 Vin 發(fā)生諧振， L2 電壓不斷升高，而 Cds Cds4 放電，電壓不斷降低。原邊繞組 L1 在續(xù)流二極管的作 用下通過 Vin 放電，勵磁電流不斷減小，變壓器繼續(xù)進(jìn)行磁復(fù)位，副邊繞組電流繼續(xù)反向增大，當(dāng)原邊勵磁電流降為 0 時，此模態(tài)結(jié)束。此模態(tài)的持續(xù)時間 7t? 可由下式 ? ? ? ? ? ?0733766 2 1323 KVVtCdtdvCtiK ti indsCdsLL ds ?????? ? (211) 來近似求得，式中的 3L6()it可由模態(tài) 5 與模態(tài) 6 中求得。由于參與諧振充放電的電容電感元件參數(shù)值均為非常小的數(shù)值，因此本模態(tài)的時間非常短。t10 時刻，滯后管 Q3 開通，此工作模態(tài)結(jié)束。 同時，對于變壓器副邊，在副邊繞組上產(chǎn)生 瞬時 反壓 會超過整流輸出側(cè)電壓， 副邊電流 iL3 開始 反向增加。 t11 時刻之后，原邊繞組 L2 在 Vin 作用下繼續(xù)充電，副邊繞組 iL3 電流在 Vin/K電壓作用下也繼續(xù)反向上升。 22 本章小結(jié) 本章從傳統(tǒng)正激變換器的幾種典型缺陷入手，提出一種具有緩沖電路的 ZVS交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同時為了實現(xiàn)變換器主開關(guān)管的軟開關(guān)技術(shù)，對傳統(tǒng)的控制方法進(jìn)行改善，提出新型的移相控制策略。 變換器的 控制信號由 DSP 產(chǎn)生， DSP 控制信號輸出給驅(qū)動電