【正文】 波固有的非對稱特性，因而輸出波形中含有偶次諧波。 電壓型正弦波逆變器 O w t U d U d O w t U d U d 等幅 PWM波 輸入側是直流電源 電壓型正弦波逆變器 U o ω t 不等幅 PWM波 輸入電源是交流 等幅和不等幅 PWM波的 本質都是基于面積相等進行控制的 。 a )正弦波的斬波與脈寬調制 a) 正弦波斬波波形 電壓型正弦波逆變器 b) 具體的實例說明“ 面積等效原理 ” 電壓型正弦波逆變器 a)矩形脈沖 b)三角形脈沖 t O t O f ( t ) f ( t ) d)單位脈沖函數(shù) f ( t ) d ( t ) t O c)正弦半波脈沖 t O f ( t ) ? 對各輸出波形用傅式變換分析后，各 i(t)低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。 a )正弦波的斬波與脈寬調制 a) 正弦波斬波波形 O u ωt 電壓型正弦波逆變器 ? 然而，針對實際廣泛應用的交流變頻器，其主要采用交流變壓變頻（ VVVF）控制策略，即在改變交流輸出幅值的同時，還需改變其交流輸出頻率。這種電壓型正弦波逆變器一般應具備以下特點即 : ① 逆變器的直流電壓可采用結構簡單的不控整流電路； ② 利用單一的功率電路及其控制，可同時調整輸出頻率和輸出電壓，動態(tài)響應快； ③ 由于輸出電壓的諧波頻率主要分布在開關頻率及其以上頻段，因而輸出諧波含量低。 ? 這類逆變器應用于大功率場合具有開關損耗低 ， 運行可靠等優(yōu)點 ， 但也存在動態(tài)響應慢 、 諧波含量大 （ 方波逆變器 ） 、 結構復雜 （ 階梯波逆變器 ） 等一系列不足 。 ? 例如 ， 當利用電壓型逆變器驅動交流電動機時 ， 需進行變頻變壓 （ VVVF） 控制 ， 此時若采用 PAM方式 ， 則必須采用兩套功率調節(jié)電路與控制即： – 輸出電壓的調整依賴于可控整流電路及其控制 – 而輸出頻率的調整則由逆變器及其控制 。 電壓型正弦波逆變器 ? 電壓型正弦波逆變器的基本原理 ? 從左圖中容易看出：在頻率恒定的一個正弦波周期中，斬控脈沖的占空比和斬控周期一定，而斬控脈沖的幅值則按正弦函數(shù)變化，當要改變斬控波形的基波幅值時，若被斬控正弦波的幅值不變，則只需要控制斬控占空比即可。 ? 如何利用 DCAC變換來實現(xiàn)基于正弦波斬控的 VVVF控制輸出呢 ？ ? 在交流斬波變換的基礎上，考慮將斬波變換的交流輸入變成直流輸入 。 ? 可見，相同面積不同形狀的脈沖加在同一慣性環(huán)節(jié)上，得到的輸出響應基本相同。 如果電源是電流源，則也可以得到 PWM電流波 電壓型正弦波逆變器 PWM波可等效的各種波形 直流斬波電路 直流波形 SPWM波 正弦波形 等效成其他所需波形，如 : ? 所需波形 ? 等效的 PWM波 0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms20V0V20V 電壓型正弦波逆變器 ? 如何實現(xiàn) SPWM及其波形發(fā)生呢 ？ ? 計算法 ? 根據(jù)正弦波頻率 、 幅值和半周期脈沖數(shù) ， 準確計算 PWM波各脈沖寬度和間隔 ， 據(jù)此控制逆變電路開關器件的通斷 ， 就可得到所需 PWM波形 ? 繁瑣 ， 當輸出正弦波的頻率 、 幅值或相位變化時 ， 結果都要變化 ? 調制法 ? 輸出波形作調制信號 ， 通過對載波的調制得到期望的 PWM波 ? 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波 ? 等腰三角波應用最多 ， 其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱 電壓型正弦波逆變器 ? 如何實現(xiàn) SPWM及其波形發(fā)生呢 ？ ? 與任一 平緩 變化的調制信號波相交，在交點處控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合 PWM的要求 ? 調制信號波為正弦波時，得到的就是 SPWM波 ? 調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的 PWM波 電壓型正弦波逆變器 1）基于載波的對稱調制與非對稱調制 ? 采用 三角載波 和 鋸齒載波 的 SPWM脈沖序列如下圖所示。而在相同的開關頻率以及調制波條件下，三角載波的 SPWM其輸出波形的諧波含量相對較低 。 電壓型正弦波逆變器 2）異步調制 ③ 一個調制波正、負半個周期中的脈沖數(shù)不固定，起始和終止脈沖的相位角也不固定。 ? 因此采用該方式時希望采用較高的 fc，即在一個調制信號周期內(nèi)所包含的三角載波的個數(shù)較多，從而彌補脈沖不對稱造成的影響。 電壓型正弦波逆變器 電壓型正弦波逆變器 3）同步調制 ② 由于載波比 N保持一定，當 fr變化時，一個調制波周期中的脈沖數(shù)將固定不變。uVN 39。 電壓型正弦波逆變器 4） 分段同步調制 ? 對比同步與異步調制發(fā)現(xiàn)兩者具有互補的性能特點，但是對于各自不足的改進，都是通過提高開關頻率來實現(xiàn)，而提高開關頻率會導致開關損耗增加。 1 0 2 0 3 0 4 0 5 0 6 0/rfH zfc/KHzfC O 2fC O 1o 圖 調制波頻率 fr變化時基于滯環(huán)特性的分段同步調制載波頻率切換 電壓型正弦波逆變器 電壓型正弦波逆變器 5） SPWM脈沖信號的生成 ? SPWM脈沖信號的生成是指：通過模擬或數(shù)字電路對載波信號和調制波信號進行適當?shù)谋容^運算處理，從而生成與調制波信號相對應的脈寬調制信號，以此驅動正弦波逆變器的功率開關。 ? 自然采樣法實際上就是模擬比較法的數(shù)字實現(xiàn)，其原理如右圖所示 。2t39。? ?39。2?2?C? 規(guī)則采樣法原理 O w t U d U d crD( 1 s in )2ncpTT a t? ? w? ? ? ?c r Ds i np d n d dP U U T a t U? ? w? ? ?等效寬度仍按正弦規(guī)律變化 電壓型正弦波逆變器 5） SPWM脈沖信號的生成 (4) 數(shù)字生成法 3——特定諧波消除法 ? 利用 PWM波形的傅立葉級數(shù)分解，通過數(shù)個特定諧波幅值為零以及基波幅值控制方程式的聯(lián)立，求解出 PWM波形脈沖沿的轉換角，從而實現(xiàn) SPWM脈沖信號的發(fā)生。 ? 所謂 跟蹤型兩態(tài)調制 是指利用一個閉環(huán)控制中的 誤差滯環(huán)比較器 ，直接產(chǎn)生一個只有兩態(tài)（高電平、低電平）的 PWM控制信號，以使某一輸出量能自動跟蹤控制指令。 ? 基本規(guī)律：當 VT1或 VD1導通時，輸出電流 i增大；而當 VT2或 VD2導通時，輸出電流 I減小。 t0t1t2w tw ta ) 2iu負 載+?iiL2iuV D1V T1V T2V D2?三相的情況 圖6 2 5Oti*UOtuABiUi三相電流跟蹤型 PWM逆變電路輸出波形 三相電流跟蹤型 PWM逆變電路 圖6 2 4+iUi*UV4+iVi*V+iWi*WV1V6V3V2V5UdU V W 電壓型正弦波逆變器 上次課主要內(nèi)容回顧 對于要求輸出正弦波電壓的電壓型 PWM逆變器，常稱為 電壓型正弦波逆變器 PWM的基本原理可以由 沖量等效原理 進行描述即： 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其慣性環(huán)節(jié)的輸出基本相同 O w t U d U dO w t U d U d 上次課主要內(nèi)容回顧 PWM的發(fā)生 基于載波的對稱調制與非對稱調制 異步調制 同步調制 分段調制 uupOOtwtw上次課主要內(nèi)容回顧 SPWM脈沖信號的生成 模擬生成法 —— 模擬比較法 數(shù)字生成法： 自然采樣法 規(guī)則采樣法 特定諧波消除法 跟蹤型兩態(tài)調制法 a ) 2iu負 載+?iiL2iuV D1V T1V T2V D2 PWM控制 ? 單相電壓型正弦波逆變器原理電路如下圖所示 。即當輸出正半周時，輸出脈沖全為正極性脈沖；而當輸出負半周時，輸出脈沖全為負極性脈沖。 ? 當采用基于三角載波調制的雙極性SPWM控制時，只須采用正、負對稱的雙極性三角載波即可。 ? 同理 ， 當正弦調制波信號瞬時值小于三角載波信號瞬時值時 ， 比較器的輸出極性為負 ，VT VT3導通有效 ， 而 VT VT4關斷有效 ，逆變器輸出為負極性的 SPWM電壓脈沖 。 ? 兩者在調制波的設計上有所不同，即：逆變器兩相橋臂的調制信號則采用了 幅值相等且相位互差 180176。 tcwocur圖 4 3 9 b )+_1TV 1curb )V T2 電壓型正弦波逆變器 3. 單相電壓型正弦波逆變器的 PWM控制 +V T 1V T 2V T 3V T 4V D 4V D 3V D 2V D 1ZoiiuCou 電壓型正弦波逆變器 3. 單相電壓型正弦波逆變器的 PWM控制 3）倍頻單極性 SPWM控制 ? 逆變器輸出脈沖的調制頻率均 為載波頻率的兩倍 。尤其是調制波反相控制模式，由于采用微處理器（如采用 DSP）進行波形發(fā)生的