【文章內容簡介】 主拓撲結構的確定 由于傳統(tǒng)正激升壓變換器的存在如下典型缺點： （ 1）輸出電壓電流紋波較大； （ 2）變壓器原、副邊存在電壓過沖與震蕩； （ 3）大電流輸 入時變換器效率較低。 從解決傳統(tǒng)正激升壓變換器中存在的典型缺陷入手改進其拓撲結構，最終確定具有 ZVS 的升壓變換器。 6 具有 ZVS 升壓變換器主電路 PSpice 仿真驗證 眾所周知，由于 PSpice 仿真 軟件 在 收斂性 、準確性和快速性上有著優(yōu)良的表現，使其成為模擬電路仿真時最常用的仿真軟件 。因此，本次課題研究決定采用 PSpice 對文中提出的改進型升壓 DCDC 變換器主電路拓撲進行仿真， 觀測重要波形，并與理論分析波形和實驗樣機波形進行對比分析，初步 驗證該拓撲理論分析的正確性，并根據仿真結果對所選參數進行校正。 具有 ZVS 升壓變換器總體結構設計 （ 1） 本次 課題研究 設計 的 變換器實驗樣機 初步決定采用 數字控制方式，控制 核心 采用美國德州儀器公司（ TI）生產的定點 DSP 芯片 TMS320F2812 為控制芯片。 由于 DSP 的驅動信號為 3V 輸出的 PWM 信號，并且?guī)лd能力很弱，因此必須設計獨立的驅動電路，以 DSP 輸出信號作為輸入信號，并且輸出 5V~15V的驅動信號。 （ 2）由于本次設計的變換器是升壓變換器，當電路需要達到一定的功率等級時，輸入電路必然會很大，這就會給電路中的元器件帶來潛在的危害，因此為了保證變換器的安全可靠 性，輸入過流保護電路的設計是非常必要的。 （ 3）升壓變換器對直流電壓輸出有著最直觀的要求 ， 同時因為本次課題研究基于兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)，第一級 DCDC 變換器的輸出要作為第二級 DCAC逆變并網電路的輸入，因此一旦直流環(huán)節(jié)輸出過壓，將對逆變環(huán)節(jié)造成嚴重的影響，并在最終給整個發(fā)電系統(tǒng)帶來難以預計的損壞。因此，直流升壓環(huán)節(jié)亦應該擁有輸出過壓保護電路。 （ 4）一旦輸入過流保護與輸出過壓保護檢測電流設計完成，保護電路執(zhí)行環(huán)節(jié)的設計就應該緊隨其后的開始了。初步決定采用軟硬件的雙重保護電路：保護 信號給 DSP 芯片，當 DSP 芯片接到電路電壓 電流 異常信號時輸出控制動作 ，一方面封鎖所有 PWM 驅動信號，另一方面控制斷開 串接在直流母線上的 電磁繼電器常閉觸點， 從而 實現 軟硬件雙重 保護。 （ 5） ZVS 軟開關技術可以降低甚至消除開關管的開關損耗，從而實現DCDC 變換器的高效率要求。查閱文獻可知，對于交錯并聯雙管正激變換器而言，實現 ZVS 最常用的方法是對開關管的 PWM 驅動信號進行改進，采用特殊的控制方法并利用拓撲結構的特殊性來完成每個開關管的 ZVS 開通與關斷。國內目前使用最多的兩種驅動方法均基于傳統(tǒng)移相控制法，一種是在變壓器二次側增加諧振電感 后使用傳統(tǒng)移相控制，而另一種則是對移相控制稍作改變，即令同一組開關管同時關斷但不同時開通。雖然前者操作簡單并且不用改變控制策略，但是實驗表明 ， 變換器副邊諧振電感 會使得 變換器存在占空比丟失，并且 這種現象 隨諧振電感和負載的增大而愈發(fā)明顯 [15]。因此，本次課題研究將以同時關斷但 7 不同時開通的移相控制法為基礎，通過對國內外文獻的查閱，將其改進來滿足兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)的特殊要求。 制作實驗樣機并完成相關功能驗證 根據主電路、控制電路、檢測電路和保護電路等的配置方案，在仿真 驗證 無誤的前提下， 開始進行 變換器原理 樣機 的搭建。 初步設定實驗樣機的技術指標如下： 直流輸入電壓： 12V（ 10V14V）； 額定 輸出電壓： 48V； 額定輸出電流： 5A； 電壓調整率： 1%； 電流調整率： 1%； 紋波系數： 1%。 開關頻率： 50kHz； 變換器效率： 85%。 完成樣機制作之后，開始對實驗樣機進行調試，觀察關鍵元器件上的電壓電流波形，并將其與理論波形對比，驗證理論分析的正確性。最終，測試并完善樣機系統(tǒng)的性能指標，完成課題研究。 8 第 2 章 具有 ZVS 升壓變換器工作原理 主拓撲結構的確定 （ 1）針對輸出電壓電流紋波較 大這一缺陷，采用雙路雙管正激變換器交錯并聯的拓撲結構予以解決，這種拓撲結構已經發(fā)展成熟，并廣泛應用于中等功率場合。同時，為了充分利用變壓器鐵芯，提高變壓器磁芯的利用率，決定令兩路變換器共用一個高頻變壓器。另外， 為了降低變壓器的制作難度，舍棄變壓器副邊中心抽頭，并將變壓器副邊改造為全橋整流的拓撲結構。同時， 為了抑制DCDC 變換器輸出整流橋的寄生震蕩， 經 查閱相關文獻資料 ， 對變壓器二次 側每個二極管加入 RC 緩沖電路 。再次改造后的變換器拓撲結構如圖 21 所示： Vi nQ1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2L1L2L3DR 1D R 4DR 2D R 3VoL 圖 21 交錯并聯雙管正激變換器 （ 2） 對于變壓器原邊的 電壓過沖， 尤其是 開關管在關斷瞬間由于變壓器漏感所產生的尖峰電壓 ， 采用 LCD 無損緩沖電路來抑制 [1619]。 融入了 LCD 緩沖電路的雙管正激交錯并聯升壓變換器 可以抑制 的拓撲結構如圖 22 所示： V i nQ1CfR+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1C d s 3C d s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3VoL 圖 22 采用 LCD 緩沖電路的改進型交錯并聯雙管正激變換器 9 （ 3） 對于普通的硬開關，開通和關斷的過程中會出現電壓電流均不為零的重疊現象，因此會產生明顯的開關損耗，而且電壓和電流變化的速度很快，波形會 出現明顯的過沖，還會產生嚴重的開關噪聲 。 隨著人們對于變換器高效率與高功率密度的追求，零電壓軟開關技術的引入就是為了解決 上述問題而引出的。通常情況下，零電壓（ ZVS）工作原理為，在開關過程中引入諧振，使開關在導通前電壓先降為零，從而消除電流電壓的重疊現象，同時，諧振過程也限制了開關過程中電壓 和電流 的變化率，使得開關損耗和開關噪聲得到明顯的減小，甚至消除 [20]。近年來隨著國內外學者們的不斷努力，雙管正激變換器不易實現 ZVS 的問題正在逐漸被解決。通過查閱文獻得知，對于交錯并聯雙管正激變換器而言，電路中的 ZVS 通常是通過采用移相控制技術并利用開關管的結電容和變壓器漏感的諧振實現開關管的零電壓開關的。同時，變壓器原邊的 LCD 緩沖網 絡除了解決一次側電壓過沖這個問題外，還能夠輔助儲能從而促進這種變換器 ZVS 的實現，可謂一舉兩得 [21]。 最終確定的 ZVS 升壓變換器如圖 23 所示： V i nQ1CfR+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1C d s 3Cd s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL 圖 23 采用 LCD 緩沖電路的改進型 ZVS 升壓 DCDC 變換器 工作模態(tài)分析 （ 1） 電路 中只用 了 LCD 緩沖 網絡來 實現軟開關，而我們期望利用開關管的結電容和變壓器漏感的諧振實現開關管的零電壓開關，因此我們必須選擇結電容較大的開關管，這也是本次課題研究中功率管使用 的原因。最后， 10 通過深入地原理分析與仿真驗證，提出一種全新的移相控制策略 [20]來驅動該改進型升壓變換器，從而實現該變換器的軟開關過程。 0tQ2Q1Q4Q3v g s 2 ,4v g s 1 ,3θt 圖 24 移相控制策略 如圖 24 所示， 其中 θ 為移相角，調節(jié)移相角是調節(jié)輸出電壓的一種途徑。Q1 和 Q3 互補導通， Q2 和 Q4 互補導通， Q1 和 Q3 相對 Q2 和 Q4 移相工作，滯后 Q2 和 Q4 一定的相位，因此定義 Q2 和 Q4 為超前管， Q1 和 Q3 為滯后管。該控制方法為每個開關管軟開通 和 軟關斷過程爭取了足夠的時間。 最終，結合上述移相控制后，本次課題 研究確定的采用 LCD 緩沖電路的ZVS 交錯并聯雙管正激升壓變換 器即為圖 23 所 示的拓撲結構。 （ 2）采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 交錯并聯雙管正激升壓變換器工作模態(tài)分析： 為了簡化工作模態(tài)分析，在分析采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 改進型交錯并聯雙管正激升壓 DCDC 變換器的工作原理及工作模態(tài)之前，做如下假設： 1）所有開關管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想元器件； 2） 電容值 Cds1=Cds2=Cds3=Cds4=Cds， Cr1=Cr2=Cr， 電感值 Lr1=Lr2=Lr， L1=L2，漏感 值 Llk1=Llk2=Llk； 3）輸出濾波電感足夠大，可理想認為輸出為一個恒流源 Io； 4）輸出濾波電容足夠大，當功率管工作占空比穩(wěn)定不變，電路中任何元器件參數不發(fā)生變化時可理想認為輸出電壓恒定不變?yōu)?Vo； 5）輸入直流電壓 Vin 理想恒定不變； 6）變壓器變比為 K，且保持恒定不變； 同時，為了方便敘述工作模態(tài)理論分析，作如下定義： 1）變壓器原邊繞組 L1 存在的雙管正激變換器為正激變換器 1，原邊繞組 L2存在的雙管正激變換器為正激變換器 2； 2）流入原邊繞組 L1 同名端的電流方向為正方向，原邊繞組 L1 同名端電位高于異名端電位時，稱原邊繞組 L1 上的電壓為正； 3）流入原邊繞組 L2 異名端的電流方向為 正方向，原邊繞組 L2 異名端電位高于同名端電位時，稱原邊繞組 L2 上的電壓為正； 4）流出副邊繞組 L3 同名端的電流方向為正方向，副邊繞組 L3 同名端電位高于異名端電位時，稱副邊繞組 L3 上的電壓為正； 11 000ttttttQ2Q1Q4Q3vg s 2 , 4vg s 1 , 3tt00000ttttt0000vd s 2vd s 1vd s 4vd s 3iL 1iL 2vL 3iD 6vL 1iL 3t0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t1 0t1 1t1 2Vi nVi nIo/ K + ImIoVi nVi n/ KVi n/ 2Vi n/ 2Vi nIm 圖 25 采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 改進型交錯并聯雙管正激變換器理論分析工作波形 12 開關模態(tài) 1[t0， t1] V i nQ1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5L r 2D7D6D8Cr1Cr 2L1L2L3Cd s 1Cd s 3Cd sCd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL2 圖 26 工作模態(tài) 1 等效電路圖 工作模態(tài) 1 中， t0 時刻之前，開關管 Q1 與 Q2 已經開通，變壓器原邊繞組 L1在輸入直流電壓 Vin 作用下充電，變壓器原邊繞組 L1 的電流 iL1 線性增長。由于負載側等效為電流源 Io，則在 t0 時刻，電流 iL3 上升至 Io，電流 iL1 上升至 Io/K+Im，并且在 t1 時刻到來前保持恒定，其中 Im 為勵磁電流。該模態(tài)中，由于變壓器原邊共用同一鐵芯，因此此時原邊繞組 L2 上的電壓 vL2(t)=vL1(t)=Vin，副邊繞組 L3上的電壓 vL3(t)=vL1(t)/K=Vin/K，則 vds3(t)=vds4(t)=Vin。 開關模態(tài) 2[t1， t2] V i nQ1Cf R+Q 2D1D2Ll k 1Lr 1D5D6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4DR 2D R 3V o