【文章內容簡介】 后，分別在低輸入電壓 Vomin，正常輸入電壓 Vonormal，及高輸入電壓 Vomax下測量并記錄其輸出電壓值。 電源調整率 ξ 通常以一 額定 負載下，由輸入電壓變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比，如下列公式所示： O no rm alOOV VV m inm a x??? (14) 電 壓 調整率 也 可用表示 為， 在輸入電壓變化下，其輸出電壓偏差量須在規(guī)定之上下限范圍內，即輸 出電壓上下限絕對值以內。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 10 負載調整率的定義為開關電源的輸出負載電流變化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。此項測試系用來驗證電源在最惡劣負載環(huán)境下，如 在 負載 斷開 ，用電需求量最小 ， 其負載電流最低 的條件下，以及在 負載最多，用電需求量最大 ， 其負載電流最高的兩個極端下驗證電源的輸出電源穩(wěn)定度是否合乎需求的規(guī)格。 所需的設備和連接與電源調整率相似，唯一不同的是需要精密的電流表與待測電源供應器的輸出串聯(lián)。測試步驟如下：將待測電源供應器以正常輸入電壓及負載狀況下熱機穩(wěn)定后，測量正常負載下之輸出電壓值，再分別 在輕載、重載負載下，測量并記錄其輸出電壓值，負載調整率通常以正常之固定輸入電壓下，由負載電流變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比 表示。 當輸出負載電流變化時，其輸出電壓之偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內，即輸出電壓之上下限絕對值以內。 綜合調整率的定義為電源供應器在輸入電壓與輸出負載電流變化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。這是電源調整率與負載調整率的綜合，此項測試是上述電源調整率與負載調整率的綜合，可提供對電源供應器於改變輸入電壓與負載狀況下更正確的性能驗證。 綜合調整率用下列方式表示： 當 輸入電壓與輸出負載電流變化 時 ，其輸出電壓 的 偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內 (即輸出電壓之上下限絕對值以內 )或某一百分比界限內。 輸出噪聲 (PARD)是指在輸入電壓與輸出負載電流均不變的情況下，其平均直流輸出電壓上的周期性與隨機性偏差量的電壓值。輸出噪聲是表示在經過穩(wěn)壓及濾波 后 的直流輸出電壓 含 有不需要的交流和噪聲部份 ， 包含低頻50/60Hz 電源倍頻信號、高于 20 KHz 高頻切換信號及其諧波，再與其他隨機性信號所組成 等 ，通常以 mVpp 峰對峰值電壓為單位來表示。一般的開關電源的 指標 以輸出直流電壓的 1%以內為輸出噪聲規(guī)格，其頻寬為 20Hz 到20MHz， 或其 它 更高 的 頻 率 如 100MHz 等。開關電源實際工作時最惡劣的狀況如輸出負載電流最大、輸入電源電壓最低等， 要求 電源 設備 在惡劣環(huán)境狀況下，其輸出直流電壓加上 干擾信號后的 輸出瞬時電壓，仍能夠維持穩(wěn)定的輸出電壓不超過輸出高低電壓界限 。 否則將可能會導致電源電壓超過或低于邏輯電路如 TTL 電路所承受電源電壓而誤動作，進一步造成死機現象。 例如 5V 輸出 電源 ，其輸出噪聲要求為 50mV 以內 。 此時包含電源調整率、負載調整率、動態(tài)負載等其他所有變動，其輸出瞬時電壓應介于 至 之間，才不致引起 TTL 邏輯電路之誤動作。在測量輸出噪聲時，電子負載的 PARD 必須比待測的電源供應器的 PARD 值為低，才不會影響輸出噪聲測量。同時測量電路必須有良好的隔離處理及阻抗匹配，為避免導線上產生不必要的干擾、振鈴和駐波， 一般都采用 在 雙同軸電纜 的 端點并以 50Ω河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 11 電阻 ， 并使用差動式量測方法 以 避免地回路噪聲電流， 以 獲得 準確 的測量結果。 河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 12 第 2 章 開關變換電路 由開關電源結構可知，開關穩(wěn)壓器無論何種形式，自激或它激實際上都是由開關電路和穩(wěn) 壓控制電路兩大系統(tǒng)組成。常見的電源變換電路可以分為單端和雙端電路兩大類。單端電路包括正激和反激兩類；雙端電路包括全橋、半橋和推挽三類。每一類電路都可能有多種不同的拓撲形式或控制方法。單端開關電路受開關器件最大動作電流的限制以及變換效率的影響，其輸出功率一般在 200W 左右。若需要大功率電源，必須采用新的電路結構。推挽式、半橋式、橋式開關電路可以輸出較大功率，成為開關電源的主要電路形式。 推挽開關變換電路 推挽開關變換基本電路 圖 21 為推挽式開關電路的示意圖。脈沖變壓器 TC 初、次級都有 兩組對稱的繞組，其相位關系如圖所示，開關管用開關 S 代替。如果使 S S2交替導通，通過變壓器將能量傳到次級電路，使 V V2 輪流導通，向負載提供能量。由于 S S2 導通時脈沖變壓器 TC 電流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽電路與前述電路相比，提高了磁心的利用率。磁心在四個象限內的磁化曲線都被利用，在一定輸出功率時，磁心的有效截面積可以小于同功率的單端開關電路。此外當驅動脈沖頻率恒定時，紋波率也相對較小。 圖 21 推挽式開關電路 推挽式開關電路中，能量轉換由兩管交替控制，當輸出相同功率時，電流 僅是單 端開關電源管的一半，因此開關損耗隨之減小，效率提高。如果 用河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 13 同規(guī)格的開關管組成單端變換電路，輸出最大功率為 150W。若使用 2 只同規(guī)格開關管組成推挽電路，輸出功率可以達到 400～ 500W。所以輸出功率200W 以上的開關電源均宜采用推挽電路。 當濾波電感 L 電流連續(xù)時，輸出電壓表達式為： TtNNUU oni 2120 ? （ 21） 圖 21 所示的對稱推挽電路有其缺憾之處。一是開關管承受反壓較高。當開關管截止時，電源電壓和脈沖變壓器初級二分之一的感應電壓相串 聯(lián)，加到開關管集電極和發(fā)射極，因而要求開關管 VECO＞ 2VCC。二是推挽電路相當于單端開關電路的對稱組合，只有當開關管特性、脈沖變壓器初、次級繞組均完全對稱，脈沖變壓器磁心的磁化曲線在直角坐標第Ⅰ、Ⅱ象限內所包括的面積，才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲線內面積相等，正負磁通相抵消。否則磁感應強度 +B 和 B 的差值形成剩余磁通量，使一個開關管磁化電流增大，同時次級 V V2 加到負載上的輸出電壓也不相等，從而增大紋波，推挽電路的優(yōu)勢盡失。因此，這種推挽電路目前僅用于自激或它激式低壓輸入的穩(wěn)壓變換器中。因為低壓供電， N N2 匝 數少，且兩繞組間電壓差也小，一般采用雙線并繞的方式來保證其對稱性 [5]。 自激推挽式變換器 自激推挽式直流脈沖變換器分有兩類，即飽和式推挽變換器和非飽和式變換器。圖 22 為飽和式推挽自激變換器的基本電路。所謂飽和式，是指脈沖變壓器工作在磁化曲線的飽和狀態(tài)。電路通電以后，電流經電阻 R1 到正反饋繞組 N3～ N4 的中點，同時向 VT VT2 基極提供啟動偏置。由于 VT2 的基極電路附加了 R2，因此 IB IC2 小于 IC IB1。啟動狀態(tài)， IC1IC2 的結果，使脈沖變壓器中形成的磁 通 φ N1φ N2，合成總磁通量為 φ N1φ N2，使 VT1的導通電流起主導作用。因此， φ N1 在各繞組中產生感應電勢，正反饋繞組N3 的感應電勢形成對 VT1 的正反饋，使 VT1 集電極電流迅速增大。 IC1 的增大使 N1 激磁電流增大，磁場強度 (H)的增加，使磁感應強度 (B)磁化曲線增大，當到達磁心飽和點時，即使磁化電流再增大，也無法再使磁感應強度增大，河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 14 即磁通量的變化為零。磁通量飽和的結果，使其無變量，各繞組感應電壓為零， VT1 的正反饋消失，集電極電流 IC1＞ IB1*β ，并迅速減小。此過程中，正反饋繞組感應電壓反向，使 VT2 導通，且 IC2 迅速增大， VT1 截止。此過程中，由于磁心的飽和周而復始地進行， VT VT2 輪流導通，初始電流方向隨之不斷改變，因而在次級感應出雙向矩形脈沖。因此推挽變換器次級可以通過全波或橋式整流向負載供電。 圖 22 飽和式推挽變換器基本電路 飽和型推挽變換器中，開關管 VT VT2 必須選擇較大的 ICM。因為當磁通量開始飽和時，脈沖變壓器等效電感也開始減小，磁通量完全飽和時等效電感為零，開關管集電極電流劇增。在 Ic 劇增至 IcIB*β 時， Ic 才開始減小。一般飽和型變換器只用在低壓變換器中，即使如此也 必須嚴格設計脈沖變壓器飽和點的激磁電流，不能大于開關管最大允許電流。這種變換器的優(yōu)點是頻率比較穩(wěn)定，其翻轉過程只取決于脈沖變壓器和負載電流。 從電路結構上看，非飽和型推挽變換器與飽和型推挽變換器沒有根本區(qū)別，只是正反饋量的選擇量不同而已。同樣是圖 22 的電路，如果合理選擇N1 或 N2 與 N N4 的匝數比，使正反饋過程中開關管在 Ic 增大到接近自身的飽和區(qū)時，出現 IC＞ IB*β 的關系，使兩管的導通 /截止關系翻轉，則成為非飽和型推挽變換器。非飽和指的是，在 VT VT2 的翻轉過程中，脈沖變壓器的 磁通量始終處于與磁化電流的線性關系范圍內，通過正反饋量的選擇，使 IB 最大值時開關管進入飽和區(qū)。此類推挽變換器常被用于高壓變換器中。為了限制正反饋量使 IB 增大的比例，在 VT2 的基極電路中加入限流電阻 R2(見河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 15 圖 22 所示 )，以盡量使 IC＞ IB*β 的關系在開關管允許條件內使電路翻轉。 上述推挽式自激變換器有不少優(yōu)點，但是也有缺陷。首先是自激推挽式開關電路的驅動脈沖是雙向的。在圖 22 中，當 VT1 導通期， N3 的感應脈沖是以正脈沖形式加到 VT1 基極，此時 VT2 處于截止狀態(tài)， N4 的感應脈沖以負脈沖形式加到 VT2 基極。當 開關管或脈沖變壓器進入飽和狀態(tài)時，首先是正反饋脈沖減小，隨 IB*βIc 而使正反饋脈沖反向。由于雙極型開關管有少數載流子的存儲效應， IB 的減小，甚至 IB=0 時，其 IC 不會立即截止，而正反饋脈沖的反向卻可以使另一只開關管立即導通，因此，在 VT VT2 交替過程中必然出現兩管同時瞬間導通。因兩管集電極電流通過脈沖變壓器形成反向磁場，而使脈沖變壓器等效電感量減小，開關管電流增大。正因為如此，這種變換器的工作頻率一般只在 2022Hz 左右，以減小兩管交替導通過程中造成的共態(tài)導通損耗。這是推挽變換器應用于高壓開關電源所 必須解決的第一個問題 [6]。 所有用于高壓開關電路的開關管絕對都只采用 NPN 型，這點是由半導體器件工藝所決定的?，F有 PNP 型管的 VCEO 最大也極少超過 300V，因此高壓變換器也只能采用全 NPN 型開關管。其中關系可以由圖 52 看出。當 VT1導通時， VT2 為截止狀態(tài)，其集電極電壓為 N2 的感應脈沖和電源電壓之和，即 2Vcc。如果用于輸入整流供電的高壓變換器， VT VT2 最高集電極和發(fā)射極之間電壓將是 600V 以上，達到此要求的只有 NPN 型開關管。兩管均為NPN 管的結果是，其導通時驅動脈沖均為正 向脈沖，如像自激式變換器相同的雙向脈沖。為了避免截止狀態(tài)反相驅動脈沖擊穿開關管的 BE 結，必須在驅動電路增加必要的保護措施，否則即使不擊穿 BE 結，也會使開關管處于深度截止狀態(tài)，要想使其進入導通狀態(tài)，勢必增加正向驅動電流，因而使驅動功率增大，變換器效率降低。 以上兩個問題不僅使自激式推挽電路效率降低，同時也不適宜作高壓輸入的變換器。很明顯，自激推挽式開關電源只能組成無穩(wěn)壓功能的變換器，而不能用于開關電源，因為要同步控制兩管的通斷占空比，電路必然較復雜，且難以達到完全對稱地控制。此類變換器一般采用在輸出端設置耗能 式穩(wěn)壓的方式。截止到目前為止，推挽式、橋式變換器都采用它激電路，以便于在河南科技大學畢業(yè)設計（論文） 16 驅動脈沖輸出之前進行 PWM 控制 [7]。 飽和式變換器是利用輸出脈沖變壓器的磁飽和現象使開關管由導通變?yōu)榻刂梗雇仆祀娐返膬芍婚_關管輪流通／斷。脈沖變壓器為了轉換輸出功率，鐵心的截面積必然較大，而要達到磁通量的飽和所需磁化電流也較大，使開關管損耗增大。因此在飽和式變換器的設計中，都盡量選擇開關管的工作狀態(tài)在脈沖變壓器的磁化曲線開始進入飽和狀態(tài)之初，首先讓開關管進入飽和區(qū)，使開關電路翻轉，以減小開關管在變壓器磁通飽和以后的大電流增長，降低開 關管損耗。但是無論是設計還是調試，要保持這兩者的嚴密關系是十分困難的。所以此類變換器常采用雙變壓器的電路形式。 上述飽和式變換器中，脈沖變壓器 TC 有雙重功能，一是通過正反饋繞組使開關管以自激振蕩的形式完成開關動作，進行 DCAC 的變換。為了使開關動作持續(xù)地、兩管交替地進行，脈沖變壓器工作在磁飽和狀態(tài)；二是將DCAC 轉換后的雙向矩形波通過設計的圈數比耦合到次級，通過整流、濾波成為直流電。雙變壓器飽和式變換器中，則將上述兩種功能分別采用驅動變壓器和輸出變壓器來完成。輸出變壓器只轉換輸出功率，驅動變壓器則工作于 飽和狀態(tài)，控制開關管的通 /斷。因為驅動變壓器只提供推挽開關的驅動電流，其功率極小，可以采用較小的磁心截面積，因而其飽和的磁化電流大幅度減小，只要