【文章內(nèi)容簡介】 6]圖211 工作模態(tài)6等效電路圖工作模態(tài)6中，t5時(shí)刻，原邊繞組L2電壓被箝位在，則QQ4漏源電壓被箝位在，因此變換器2中的諧振將終止。原邊繞組L1在續(xù)流二極管的作用下通過Vin放電，勵(lì)磁電流不斷減小，變壓器繼續(xù)進(jìn)行磁復(fù)位，副邊繞組電流繼續(xù)反向增大，當(dāng)原邊勵(lì)磁電流降為0時(shí)，此模態(tài)結(jié)束。此模態(tài)持續(xù)時(shí)間可利用 (29)來求得，式中的可由模態(tài)5中計(jì)算推得的來計(jì)算得到。開關(guān)模態(tài)7[t6，t7]圖212 工作模態(tài)7等效電路圖工作模態(tài)7中，t6時(shí)刻，原邊繞組L1勵(lì)磁電流降為零，續(xù)流二極管D1與D2續(xù)流結(jié)束從而關(guān)斷，原邊繞組LL2上的電壓本應(yīng)降為0，但此時(shí)，由于副邊繞組帶壓，并且恒定不變，因此原邊繞組也將承壓，從而導(dǎo)致原邊兩路變換器均發(fā)生諧振。具體而言，對(duì)于副邊繞組，由于負(fù)載等效為恒流源，因此電流iL3恒定不變，此時(shí)可知 (210)由于原邊繞組電路中串接的電容CdsCdsCdsCds4作用，因此VL1與VL2并不能瞬變，所以本模態(tài)就是一個(gè)原邊繞組電壓VLVL2經(jīng)過Vin諧振到，同時(shí)，因?yàn)樽儞Q器1諧振電路相對(duì)于兩個(gè)開關(guān)管不完全對(duì)稱，因此t7時(shí)刻中兩個(gè)漏源電壓最終會(huì)不相等，但是滿足條件。此模態(tài)的持續(xù)時(shí)間可由下式 (211)來近似求得，式中的可由模態(tài)5與模態(tài)6中求得。開關(guān)模態(tài) 8[t7，t8]圖213 工作模態(tài)8等效電路圖工作模態(tài)8中，t7時(shí)刻，變壓器副邊繼續(xù)保持理想恒定續(xù)流工作，各元器件上的電壓電流值均保持不變，則原邊繞組電壓、開關(guān)管漏源電壓在諧振結(jié)束后均被箝位在穩(wěn)定不變的電壓值上，且原邊兩路繞組電流也都將保持為零。t8時(shí)刻，變換器2中的超前管Q4導(dǎo)通，此模態(tài)結(jié)束。開關(guān)模態(tài) 9[t8，t9]圖214 工作模態(tài)9狀態(tài)1等效電路圖圖215 工作模態(tài)9狀態(tài)2等效電路圖工作模態(tài)9完成了變換器2中漏源結(jié)電容Cds4的放電以及Cds3的充電，因?yàn)檫@兩個(gè)電容串聯(lián)于同一支路，只能同時(shí)充電或放電，所以該模態(tài)實(shí)際上是由兩個(gè)不同的工作狀態(tài)組成，初始狀態(tài)為Cds4放電，終止?fàn)顟B(tài)為Cds3充電，兩個(gè)狀態(tài)原邊繞組L2均參與諧振。由于參與諧振充放電的電容電感元件參數(shù)值均為非常小的數(shù)值，因此本模態(tài)的時(shí)間非常短。t9時(shí)刻，CdsCds3充放電過程完成，此時(shí)，受變壓器副邊箝位，原邊繞組L2上的電壓在經(jīng)過諧振后并不發(fā)生變化，依然為，并且流過原邊繞組L2上的電流也降為0。模態(tài)9完成了超前管Q4的驅(qū)動(dòng)作用，通過上述模態(tài)分析發(fā)現(xiàn)，該模態(tài)中除了流過開關(guān)管的諧振電流外并沒有主電流流過，而這個(gè)諧振電流是非常小的，因此從實(shí)際意義上講，開關(guān)管Q4并沒有真正開通，它只是已經(jīng)完全滿足了提供電流通路的條件，并且開關(guān)管兩端電壓已經(jīng)降為0。開關(guān)模態(tài) 10[t9，t10]圖216 工作模態(tài)10等效電路圖工作模態(tài)10的等效電路與工作模態(tài)8完全相同，因此工作機(jī)理也完全相同，只是在工作模態(tài)9中完成了Cds4的放電和Cds3的充電后，進(jìn)入工作模態(tài)10時(shí)變換器2中Cds3和Cds4上的電壓發(fā)生了變化，其他元器件上的電壓電流均保持不變。t10時(shí)刻，滯后管Q3開通，此工作模態(tài)結(jié)束。開關(guān)模態(tài) 11[t10，t11]圖217 工作模態(tài)11等效電路圖工作模態(tài)11中，t10時(shí)刻，開關(guān)管Q3導(dǎo)通，受寄生結(jié)電容的影響，Q3電壓下降是個(gè)緩慢的過程。原邊變換器2中，漏源結(jié)電容Cds原邊繞組L漏感Llk緩沖電容Cr緩沖電感Lr2通過Vin發(fā)生諧振， L2電壓不斷升高，而Cds3放電，電壓不斷降低。由于原邊繞組共用鐵芯，受磁場耦合影響，原邊繞組L1上電壓也要反向增大，此時(shí)在原邊變換器1中，漏源結(jié)電容CdsCds原邊繞組L漏感Llk1，也通過Vin發(fā)生諧振，CdsCds2電壓開始升高。同時(shí)，對(duì)于變壓器副邊，在副邊繞組上產(chǎn)生瞬時(shí)反壓會(huì)超過整流輸出側(cè)電壓，副邊電流iL3開始反向增加。t11時(shí)刻有：，此時(shí)，模態(tài)11隨變換器原邊繞組諧振過程的結(jié)束而結(jié)束，并且在變換器2中將在下一時(shí)刻開始流過正向工作電流。開關(guān)模態(tài) 12[t11，t12]圖218 工作模態(tài)12等效電路圖在工作模態(tài)12中，t11時(shí)刻滯后管Q3開始完全導(dǎo)通，從模態(tài)11工作機(jī)理分析不難發(fā)現(xiàn)，受電路中諧振作用影響，流過Q3正向工作電流發(fā)生在Q3漏源電壓降為0之后。同樣，對(duì)于Q4而言，此時(shí)才是其真正開通的時(shí)刻，而在t11時(shí)刻到來前，Q4漏源電壓已經(jīng)提前降為0，因此在其開通過程中不存在任何開關(guān)損耗，所以Q4的開通過程實(shí)際上是一個(gè)完全理想的ZVS開通過程。t11時(shí)刻之后，原邊繞組L2在Vin作用下繼續(xù)充電，副邊繞組iL3電流在Vin/K電壓作用下也繼續(xù)反向上升。此時(shí)原邊繞組L1上的電壓被箝位于Vin，因此原邊變換器1并不參與本工作模態(tài)。t12時(shí)刻，原邊繞組L2上的電流上升至Io/K+Im，同時(shí)副邊繞組L3上的電流上升至Io，此模態(tài)結(jié)束。t12時(shí)刻之后，整個(gè)采用LCD緩沖電路的ZVS改進(jìn)型交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器進(jìn)入下半個(gè)周期，下半周期工作原理與上班周期完全相同，此處不再贅述。本章從傳統(tǒng)正激變換器的幾種典型缺陷入手，提出一種具有緩沖電路的ZVS交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同時(shí)為了實(shí)現(xiàn)變換器主開關(guān)管的軟開關(guān)技術(shù)，對(duì)傳統(tǒng)的控制方法進(jìn)行改善，提出新型的移相控制策略。為了分析這些拓?fù)涓倪M(jìn)、控制策略對(duì)正激變換器性能的提升，本章還對(duì)改進(jìn)型變換器的工作模態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)的研究。分析表明文中提出的改進(jìn)型拓?fù)鋵?duì)輸出電壓、輸入電流紋波、變壓器原副邊存在的電壓過沖問題均有一定的改善，并且新型的移相控制策略也為變換器實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)、提高效率創(chuàng)造了條件，這些改善對(duì)于最終提升變換器的整體性能有著舉足輕重的影響。第3章 具有ZVS升壓變換器硬件電路的設(shè)計(jì)根據(jù)技術(shù)要求對(duì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)整體系統(tǒng)進(jìn)行初步設(shè)計(jì)，如圖31所示：圖31 采用LCD緩沖電路的ZCZVS交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器系統(tǒng)框圖直流輸入12V電壓給交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器，經(jīng)過50kHz高頻變壓器變壓，輸出給全橋整流電路，經(jīng)過整流濾波最終得到穩(wěn)定的輸出電壓。變換器的控制信號(hào)由DSP產(chǎn)生，DSP控制信號(hào)輸出給驅(qū)動(dòng)電路，來產(chǎn)生功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。在直流輸出側(cè)，檢測電路檢測輸出電壓，并將檢測電壓通過DSP的AD模塊采樣轉(zhuǎn)換，返回給DSP，經(jīng)DSP運(yùn)算處理，改變輸出控制信號(hào)進(jìn)而調(diào)整驅(qū)動(dòng)PWM 信號(hào)的脈寬，調(diào)節(jié)輸出電壓，使系統(tǒng)在負(fù)載和輸入電壓波動(dòng)時(shí)保持穩(wěn)定[2223]。本文學(xué)習(xí)研究的雙管正激交錯(cuò)并聯(lián)變換器工作頻率為50kHz，兩個(gè)超前管和兩個(gè)滯后管共需要4路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，數(shù)量較多，綜上所述，選用自給電源的脈沖變壓器的驅(qū)動(dòng)方式。最終，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中驅(qū)動(dòng)器采用北京落木源電子技術(shù)有限公司生產(chǎn)的MOSFET驅(qū)動(dòng)器TXKD101。以驅(qū)動(dòng)器KD101用戶手冊給出的推薦電路為基礎(chǔ)，結(jié)合本次雙管正激變換電路的特點(diǎn)，給出改善后的驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)，如圖32所示。圖32 驅(qū)動(dòng)電路圖（1）輸出過壓保護(hù)檢測回路圖33 輸出過壓保護(hù)檢測電路輸出過壓保護(hù)電路工作原理：直流輸出電壓分壓后經(jīng)RP1電位器分壓后輸入比較器的反相輸入端，與提前設(shè)定過壓參考值進(jìn)行比較，從而產(chǎn)生所需要的保護(hù)信號(hào)（低電平有效）。倘若輸出過電壓，U1A則會(huì)輸出低電平HIGHVOLTAGE有效保護(hù)信號(hào)。（2）輸入過流檢測保護(hù)回路設(shè)計(jì)圖34 輸入過流保護(hù)檢測電路電流信號(hào)的檢測電路使用了霍爾傳感器，本次輸入電流過流保護(hù)檢測電路選用萊姆公司的霍爾電流傳感器LTS 15NP，其供電電源為+5V供電，測量范圍177。48A，輸出為電壓信號(hào)。將霍爾傳感器套在輸入電流直流母線上，不但可以有效檢測輸入電流，同時(shí)還實(shí)現(xiàn)了主電路與控制電路的隔離。過流保護(hù)電路工作原理：由霍爾電流傳感器輸出電壓信號(hào)，經(jīng)過反相比例放大器進(jìn)行電壓放大，再通過反相器進(jìn)行相位轉(zhuǎn)換，保持輸出與霍爾傳感器輸出電壓的相位一致，然后輸入下級(jí)的比較器與給定值進(jìn)行比較。若輸入過流，則比較器的反相輸入端電壓大于正相輸入端電壓，則輸出低電平的HIGHCURRENT有效信號(hào)。輸入電流正常時(shí)，正相輸入端電壓大于反相輸入端電壓，則過流控制信號(hào)HIGHCURRENT保持在高電平無效狀態(tài)。保護(hù)執(zhí)行回路設(shè)計(jì)如圖35所示。由于保護(hù)信號(hào)均是低電平有效，由輸入過流、輸出過壓保護(hù)信號(hào)經(jīng)與門邏輯電路運(yùn)算后分為兩路執(zhí)行電路。一路由反相器U2A和三極管Q3形成DSP輸出PWM封鎖電路，當(dāng)有任一種保護(hù)信號(hào)低電平有效時(shí)，三極管Q3導(dǎo)通，將PDPINTA腳拉到低電平，DSP檢測到該信號(hào)為低電平后封鎖所有的PWM脈沖輸出，從而保護(hù)主電路器件，實(shí)現(xiàn)軟件保護(hù)。另一路由反相器U2B、三極管Q繼電器U4等組成繼電器動(dòng)作電路，當(dāng)任一種保護(hù)信號(hào)低電平有效時(shí)，三極管Q4導(dǎo)通，繼電器線1腳、16腳上電，繼電器常閉觸點(diǎn)斷開（4腳、6腳），切斷主電路。同時(shí)，三極管Q4集電極與射級(jí)之間并聯(lián)的繼電器常開觸點(diǎn)閉合，三極管自鎖，維持繼電器線圈的得電狀態(tài)，直到按下復(fù)位按鈕，如此實(shí)現(xiàn)硬件保護(hù)。兩路保護(hù)動(dòng)作執(zhí)行電路使得該保護(hù)電路具有雙重保護(hù)，更加可靠。圖35 保護(hù)執(zhí)行動(dòng)作電路高頻變壓器是整個(gè)開關(guān)變換器系統(tǒng)中的一個(gè)非常重要的組成部分，因?yàn)槠涑袚?dān)了儲(chǔ)能、電壓變換以及電氣隔離等作用，因此，高頻變壓器設(shè)計(jì)的好壞，關(guān)系到整個(gè)變換器性能。高頻變壓器與普通變壓器的區(qū)別可歸納為：（1）變壓器的工作頻率可以達(dá)到幾十千甚至幾十萬赫茲。能否滿足高頻工作要求以及鐵芯中的高次諧波，都是在確定鐵芯材料及損耗時(shí)必須考慮的因素；（2）電源電壓為交流方波，變壓器原邊電流都是非正弦波；（3）繞組線路復(fù)雜，大多有中心抽頭。這對(duì)變壓器的體重，原邊線圈的尺寸有著不利的影響，而且使線圈在窗口中的分布關(guān)系發(fā)生了變化[2427]。由于高頻變壓器對(duì)頻率、使用場合等因素有著較高的性能要求，傳統(tǒng)的薄帶硅鋼逐步被淘汰。鐵氧體材料、鈷基非晶態(tài)、坡莫合金和超微晶合金幾種材料成為磁芯材料的備選方案。由于鐵氧體材料價(jià)格便宜，而飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度Bs較高，溫度穩(wěn)定性好，價(jià)格低廉，加工方便，所以具體的材料型號(hào)為R2KB。本設(shè)計(jì)采用AP法來設(shè)計(jì)變壓器的參數(shù)。變壓器設(shè)計(jì)的AP法就是利用有效的磁芯面積Ae以及磁芯窗口面積Aw直接求乘積得到AP值，即AP=AwAe，然后根據(jù)所求得的AP值，通過查表，選擇合適的磁性材料、型號(hào)。（1）確定變壓器的實(shí)際變比 根據(jù)變壓器二次側(cè)整流輸出電壓波形可推算出變壓器實(shí)際變比，因輸出額定電壓V0=48V，半個(gè)周期內(nèi)高電平時(shí)間t1=，Ts=10μs，Vin=12V，由式 (31)算出變比K約為1/6。（2）計(jì)算總的視在功率PT 變壓器沒有中心抽頭，設(shè)效率。 (32)（3）計(jì)算AP值 本高頻變壓器使用的磁芯材料是R2KB，其飽和磁通密度Bs=，按照工作磁通密度是飽和磁通密度的1/3的原則，選取高頻變壓器的工作磁通密度為Bw=，波形系數(shù)取Kf =，窗口利用系數(shù)K0=，EI型鐵芯允許升溫25時(shí)查表得，電流密度系數(shù)KJ =366，材料常數(shù)X=，于是可以得到 (33)對(duì)照EI磁性產(chǎn)品手冊，并考慮較大的裕量，最終選用EI33/13/10型號(hào)磁芯，其Ae=，Aw=，AP=AeAw=。（4）計(jì)算變壓器原邊匝數(shù) 在變換器正常工作的時(shí)候，變壓器的原邊電壓UP=Uin=12V (34)取整數(shù)NP=3。（5）計(jì)算原邊繞組電流 (35)導(dǎo)線的集膚效應(yīng)是在選用繞組導(dǎo)線線徑時(shí)需考慮的重要因素，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍的穿透深度。又知變壓器的工作頻率為50kHz，所以銅導(dǎo)線的穿透深度為 (36)其中，K為材料成熟，銅在20時(shí)，K=1。根據(jù)上面計(jì)算的結(jié)果，在繞制變壓器的時(shí)候。（6）計(jì)算電流密度 (37)則變壓器原邊導(dǎo)線的總面積為 (38)。它的導(dǎo)線面積為 (39)符合設(shè)計(jì)要求。（7）計(jì)算副邊繞組匝數(shù) (310)（8）計(jì)算副邊繞組裸線面積 (311)由于倍流整流電路中，變壓器流過的電流的有效值只有輸出電流的一半，作為變壓器副邊流過電流的有效值。它的導(dǎo)線面積為 (312)符合設(shè)計(jì)要求。繞制高頻變壓器線圈時(shí)，為了減小漏感與提高性能，要使初級(jí)線圈和次級(jí)線圈間的距離近些。常用的繞制方法有：夾層式繞法、雙線并繞法、逐層間繞法。夾層式繞法是把初級(jí)繞組繞兩次，要把次級(jí)繞組繞在初級(jí)繞組中間，這種繞法簡單方便，利于批量操作；雙線并繞法可使漏感減到最小，但兩線間的耐壓值較低，并且工藝繁瑣；逐層間繞法用初、次級(jí)分層間繞，這種繞法不但可以保持初、次級(jí)間的耦合，又可以在初、次級(jí)間加入絕緣材料，解決了雙線并繞法兩線間耐壓值較低的缺陷。本文采用的是逐層間繞法[24]。，而恰好本文采用的是ZVS的軟開關(guān)方式，需要利用結(jié)電容來實(shí)現(xiàn)ZVS。所以。在選擇功率開關(guān)管時(shí)，主要考慮功率開關(guān)管的漏源承壓、電流容量和開關(guān)時(shí)間等參數(shù)，因?yàn)楸咀儞Q器為升壓變換器，輸入低壓大電流，因此開關(guān)管的電流容量應(yīng)該為首要考慮因素。本文所述的變換器的輸入電壓為12V，輸出電壓48V，額定電流5A，又每個(gè)開關(guān)管承受的最大電壓均為輸