【正文】 結(jié)合本次雙管正激變換電路的特點，給出改善后的驅(qū)動電路設(shè)計，如圖32 所示。 22 本章小結(jié) 本章從傳統(tǒng)正激變換器的幾種典型缺陷入手，提出一種具有緩沖電路的 ZVS交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同時為了實現(xiàn)變換器主開關(guān)管的軟開關(guān)技術(shù)，對傳統(tǒng)的控制方法進行改善，提出新型的移相控制策略。 同時，對于變壓器副邊，在副邊繞組上產(chǎn)生 瞬時 反壓 會超過整流輸出側(cè)電壓， 副邊電流 iL3 開始 反向增加。由于參與諧振充放電的電容電感元件參數(shù)值均為非常小的數(shù)值，因此本模態(tài)的時間非常短。原邊繞組 L1 在續(xù)流二極管的作 用下通過 Vin 放電，勵磁電流不斷減小，變壓器繼續(xù)進行磁復(fù)位，副邊繞組電流繼續(xù)反向增大，當(dāng)原邊勵磁電流降為 0 時，此模態(tài)結(jié)束。 同時，由于變換器 2 中諧振電路相對于 Q3 和 Q4 而言并不是完全對稱的，因此當(dāng)?shù)竭_ t3 時刻時，3dsCv與4dsCv并不相等，但由于原邊繞組 2 的電壓被箝位于 0，因此二者電壓之和始終恒定為輸入電壓，即34( ) ( )ds dsC C inv t v t V??。此模態(tài)中， D6 與 Cr1 組成的支路在 t1 時刻導(dǎo)通，變換器 1 中變壓器副邊折算到原邊的電流 Io/K 與變壓器勵磁電流 Im 共同作用給 Q2 的漏源結(jié)電容 Cds2 充電，給 Cr1 放電。Q1 和 Q3 互補導(dǎo)通， Q2 和 Q4 互補導(dǎo)通， Q1 和 Q3 相對 Q2 和 Q4 移相工作，滯后 Q2 和 Q4 一定的相位，因此定義 Q2 和 Q4 為超前管， Q1 和 Q3 為滯后管。 隨著人們對于變換器高效率與高功率密度的追求，零電壓軟開關(guān)技術(shù)的引入就是為了解決 上述問題而引出的。 完成樣機制作之后，開始對實驗樣機進行調(diào)試，觀察關(guān)鍵元器件上的電壓電流波形，并將其與理論波形對比，驗證理論分析的正確性。 （ 5） ZVS 軟開關(guān)技術(shù)可以降低甚至消除開關(guān)管的開關(guān)損耗，從而實現(xiàn)DCDC 變換器的高效率要求。因此，本次課題研究決定采用 PSpice 對文中提出的改進型升壓 DCDC 變換器主電路拓?fù)溥M行仿真， 觀測重要波形，并與理論分析波形和實驗樣機波形進行對比分析，初步 驗證該拓?fù)淅碚摲治龅恼_性，并根據(jù)仿真結(jié)果對所選參數(shù)進行校正。 5 韓國的學(xué)者 HyoungSuk Kim 等在 20xx 年提出一種改進型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且采用移相控制的方法實現(xiàn)了較為理想的 ZVS，從而大大的降低了變換器中的開關(guān)損耗 [13]，這也為廣大國內(nèi)外學(xué)者提供了新的思路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 15 所示。為了解決無源箝位技術(shù)存在的問題，在國內(nèi)外學(xué)者的共同努力下， 提出了 如圖 13 所示的傳統(tǒng)雙管正激變換器。 因此在傳統(tǒng)正激變換器結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上 必須 采用一定的磁復(fù)位手段，來輔助 變壓器 完全 磁復(fù)位 。同時，在 占空比 不斷增加的過程中，升壓比不增反降的現(xiàn)象將直接影響后級逆變并網(wǎng)的質(zhì)量 。單級式的發(fā)電結(jié)構(gòu)還存在其他局限：無法實現(xiàn)輸入輸出間的隔離，無法獲得較高的輸入輸出間的電壓比和電流比，只能單路輸出。 作為一種新能源技術(shù)， 太陽能光伏發(fā)電 扮演著綠色可再生能源中舉足輕重的角色，很 有發(fā)展前景。隨著電力電子技術(shù)高頻化的發(fā)展趨勢，升壓 DCDC 變換器 在 兩極式光伏發(fā)電系統(tǒng)中的 應(yīng)用 得到了不斷的發(fā)展和完善。 本文首先對其結(jié)構(gòu)中的 LCD 無損緩沖網(wǎng) 絡(luò) 、新型移相控制技術(shù)進行分析，詳細研究了十二個理論工作模態(tài)，然后設(shè)計了以 TMS320F2812 為控制中心的硬件實驗樣機平臺，完成了主電路參數(shù)設(shè)計、器件選型、外圍電路分析與設(shè)計。 按照與電力系統(tǒng)的關(guān)系，光伏（太陽能）發(fā)電系統(tǒng)分為兩種：并網(wǎng)式光伏（太陽能）發(fā)電系統(tǒng)和獨立式光伏（太陽能）發(fā)電系統(tǒng)。 D C D C變 換 器D C ～ A C逆 變 器交流電網(wǎng)光 伏 電 池 圖 11 兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)示意圖 2 在圖 11 所示的兩級式光伏發(fā)電系統(tǒng)中，第一級 直流升壓 變換器的性能 將直接 影響 后一級 逆變 器的 并網(wǎng)質(zhì)量， 因此 能否實現(xiàn) DCDC 升壓環(huán)節(jié)的高指標(biāo) 、高性能要求（如低紋波、低開關(guān)損耗、高效率與高功率密度等），將決定 著 光伏發(fā)電 技術(shù) 的 命運 。 V i nTS1D1RLC1 RLVinTS1D12L1C (a) 反激變換器 (b) 正激變換器 圖 12 常見升降壓變換器基本拓?fù)? 正 激變換器與 反 激變換器 是 除了傳統(tǒng) Boost變換器 以外最 常見的 兩種升壓 變換器。最終，改進新型正激升壓變換器的控制方法，并設(shè)計無源緩沖網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)該變換器的 ZVS 軟開關(guān)技術(shù)、降低變換器開 關(guān)損耗 [10]。 4 V i nTD 3S 1S 2D 1D 2D 4L fC f R L 圖 13 傳統(tǒng)雙管正激變換器 針對輸出電壓電流紋波較大的問題，國外的學(xué)者們早在 1997 年之前就提出了如圖 14 所示的“交錯并聯(lián)”結(jié)構(gòu)，而以嚴(yán)仰光教授為代表的國內(nèi)學(xué)者們則是從 20xx 年左右才開始分析并運用交錯并聯(lián)的思想。這一創(chuàng)新型拓?fù)浔貙榻诲e并聯(lián)雙管正激變換器的電磁噪聲分析提供有效幫助，也為解決正激變換器中的電磁噪聲提供了新的思路，從而推動交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換 器的不斷完善與改進。 （ 2）由于本次設(shè)計的變換器是升壓變換器，當(dāng)電路需要達到一定的功率等級時，輸入電路必然會很大，這就會給電路中的元器件帶來潛在的危害，因此為了保證變換器的安全可靠 性，輸入過流保護電路的設(shè)計是非常必要的。雖然前者操作簡單并且不用改變控制策略，但是實驗表明 ， 變換器副邊諧振電感 會使得 變換器存在占空比丟失，并且 這種現(xiàn)象 隨諧振電感和負(fù)載的增大而愈發(fā)明顯 [15]。同時，為了充分利用變壓器鐵芯，提高變壓器磁芯的利用率，決定令兩路變換器共用一個高頻變壓器。通過查閱文獻得知，對于交錯并聯(lián)雙管正激變換器而言，電路中的 ZVS 通常是通過采用移相控制技術(shù)并利用開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器漏感的諧振實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)的。 （ 2）采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 交錯并聯(lián)雙管正激升壓變換器工作模態(tài)分析： 為了簡化工作模態(tài)分析，在分析采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 改進型交錯并聯(lián)雙管正激升壓 DCDC 變換器的工作原理及工作模態(tài)之前，做如下假設(shè)： 1）所有開關(guān)管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想元器件； 2） 電容值 Cds1=Cds2=Cds3=Cds4=Cds， Cr1=Cr2=Cr， 電感值 Lr1=Lr2=Lr， L1=L2，漏感 值 Llk1=Llk2=Llk； 3）輸出濾波電感足夠大，可理想認(rèn)為輸出為一個恒流源 Io； 4）輸出濾波電容足夠大，當(dāng)功率管工作占空比穩(wěn)定不變，電路中任何元器件參數(shù)不發(fā)生變化時可理想認(rèn)為輸出電壓恒定不變?yōu)?Vo； 5）輸入直流電壓 Vin 理想恒定不變； 6）變壓器變比為 K，且保持恒定不變； 同時，為了方便敘述工作模態(tài)理論分析，作如下定義： 1）變壓器原邊繞組 L1 存在的雙管正激變換器為正激變換器 1，原邊繞組 L2存在的雙管正激變換器為正激變換器 2； 2）流入原邊繞組 L1 同名端的電流方向為正方向，原邊繞組 L1 同名端電位高于異名端電位時，稱原邊繞組 L1 上的電壓為正； 3）流入原邊繞組 L2 異名端的電流方向為 正方向，原邊繞組 L2 異名端電位高于同名端電位時，稱原邊繞組 L2 上的電壓為正； 4）流出副邊繞組 L3 同名端的電流方向為正方向，副邊繞組 L3 同名端電位高于異名端電位時，稱副邊繞組 L3 上的電壓為正； 11 000ttttttQ2Q1Q4Q3vg s 2 , 4vg s 1 , 3tt00000ttttt0000vd s 2vd s 1vd s 4vd s 3iL 1iL 2vL 3iD 6vL 1iL 3t0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t1 0t1 1t1 2Vi nVi nIo/ K + ImIoVi nVi n/ KVi n/ 2Vi n/ 2Vi nIm 圖 25 采用 LCD 緩沖電路的 ZVS 改進型交錯并聯(lián)雙管正激變換器理論分析工作波形 12 開關(guān)模態(tài) 1[t0， t1] V i nQ1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5L r 2D7D6D8Cr1Cr 2L1L2L3Cd s 1Cd s 3Cd sCd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL2 圖 26 工作模態(tài) 1 等效電路圖 工作模態(tài) 1 中， t0 時刻之前，開關(guān)管 Q1 與 Q2 已經(jīng)開通，變壓器原邊繞組 L1在輸入直流電壓 Vin 作用下充電，變壓器原邊繞組 L1 的電流 iL1 線性增長。 11111rrrCC r r Cdvi C C vdt ?? ? ? ? (21) 11111LLLdiv L L idt ??? (22) 22222dsds dsCC d s d s Cdvi C C vdt ??? (23) 12r dsC C inv v V?? (24) 11rCLvv? (25) 1 2 1r dsC C Li i i?? (26) 并且，已知初始條件1 1()rC inv t V?，2 1( ) 0dsCvt?，1 1() oLmIi t IK??，并令時間坐標(biāo) 1 0t? ，同時忽略漏感影響。在工作模態(tài) 5 中，原邊變換器 1 的漏源結(jié)電容 Cds原邊繞組 L漏感 Llk緩沖電容 Cr1 在勵磁電流 Im 的作用下發(fā)生諧振， Cr Cds1 被充電，原邊繞組 L漏感 Llk1 被放電。具體而言，對于副邊繞組，由于負(fù)載等效為恒流源，因此電流 iL3 恒定不變，此時 可知 03 VvL ?? (210) 由于原邊繞組電路中串接的電容 Cds Cds Cds Cds4 作用，因此 VL1 與 VL2并不能瞬變，所以本模態(tài)就是一個原邊繞組電壓 VL VL2 經(jīng)過 Vin 諧振到? ? ? ? ? ? 0777 321 KVtKvtvtv LLL ????? ，同時 ? ? ? ? ? ?077 2143 KVVtvtv inCC dsds ??? ，因為變換器 1 諧振電路相對于兩個開關(guān)管不完全對稱，因此 t7 時刻中兩個漏源電壓最終會不相等，但是滿足條件 ? ? ? ? 07721 KVVtvtv inCC dsds ???。 20 開關(guān)模態(tài) 10[t9， t10] V i nQ 1C f R+Q 2D1D2L l k 1Lr 1D5D 6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4D R 2DR 3V oLQ 3Q 4D3D4Ll k 2Lr 2D 7D8Cr 2L2C d s 3Cd s 4 圖 216 工作模態(tài) 10 等效電路圖 工作模態(tài) 10 的等效電路與工作模態(tài) 8 完全相同，因此工作機理也完全相同，只是在工作模態(tài) 9 中完成了 Cds4 的放電和 Cds3 的充電后，進入工作模態(tài) 10 時變換器 2 中 Cds3和 Cds4 上的電壓發(fā)生了變化，其他元器件上的電壓電流均保持不變。同樣，對于 Q4 而言，此時才是其真正開通的時刻，而在 t11 時刻到來前， Q4 漏源電壓已經(jīng)提前降為 0，因此在其開通過程中不存在任何開關(guān)損耗，所以 Q4 的開通過程實際上是一個完全理想的 ZVS 開通過程。 23 第 3 章 具有 ZVS 升壓變換器 硬件電路 的設(shè)計 實驗樣機整體系統(tǒng)設(shè)計 根據(jù)技術(shù)要求對實驗樣機整體系統(tǒng)進行初步設(shè)計，如圖 31 所示： 輸 入 過 流信 號 檢 測交 流