【正文】 保護(hù)執(zhí)行回路設(shè)計(jì) 保護(hù)執(zhí)行回路設(shè)計(jì)如圖 35 所示。 KD1011 2 4 5 6 7D S P P W MR11 0 kR23 kR31 . 5 kR45+ 1 5R51 0R62 0 kC11 0 0 pC24 7 uC31 uU I D4 0 6 9Q13 D K 2 AQ22 S D 6 6 9Q32 S B 6 4 9D11 N 5 8 1 9D21 N 5 8 1 9 圖 32 驅(qū)動(dòng)電路圖 保護(hù)電路的設(shè)計(jì) （ 1） 輸出過(guò)壓保護(hù)檢測(cè)回路 1 0 k5 1 0 / 1 WZ 2 G N DV oG N D電 壓隔 離R P 1R 25 1 0 / 1 WR 1+R 42 0 kR 32 0 kR P 21 0 k+ 1 5 VT L 0 8 4U 1 AR 52 kH I G H V O L T A G E1 N 4 1 4 8 圖 33 輸出 過(guò)壓 保護(hù) 檢測(cè) 電路 輸出 過(guò)壓保護(hù)電路工作原理：直流 輸出 電壓分壓 后經(jīng) RP1 電位器分壓后輸入 比較器的反相輸入端，與提前設(shè)定過(guò)壓參考值進(jìn)行比較 ，從而 產(chǎn)生 所需要的 保護(hù)信號(hào)（低電平有效）。為了分析這些拓?fù)涓倪M(jìn)、控制策略對(duì)正激變換器性能的提升，本章還對(duì)改進(jìn)型變換器 的 工作模態(tài)進(jìn)行了 詳細(xì)的研究。 t11 時(shí)刻有： 121 1 1 1( )= ( )d s d sC C inv t v t V?， 341 1 1 1( )= ( ) 0d s d sCCv t v t ?， 1 2 31 1 1 1 1 1( )= ( ) ( ) L L L i nv t v t K v t V?? 此時(shí)，模態(tài) 11 隨變換器原邊繞組諧振過(guò)程的結(jié)束而結(jié)束，并且在變換器 2中將在下一時(shí)刻開(kāi)始流過(guò)正向工作電流。 t9 時(shí)刻， Cds Cds3 充放電過(guò)程完成，此時(shí)? ? 093 KVVtv inC ds ?? ， 4 9( ) 0dsCvt? ，受變壓器副邊箝位，原邊繞組 L2 上的電壓在經(jīng)過(guò)諧振后并不發(fā)生變化，依然為 ? ? 092 KVtvL ?，并且流過(guò)原邊繞組 L2 上的電流也降為 0。此模態(tài)持續(xù)時(shí)間 6t? 可利用 11151160 ( ) =LLL i nd i i tv L L Vd t t?? ? (29) 來(lái)求得，式中的1 5()Lit可由模態(tài) 5 中計(jì)算推得的1()Lit來(lái)計(jì)算得到。 15 開(kāi)關(guān)模態(tài) 4[t3， t4] V i nQ1C f R+Q2Q3Q4D 1D3D2D4Ll k 1L l k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1Cd s 3Cd s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL 圖 29 工作模態(tài) 4 等效電路圖 工作模態(tài) 4 中， t3 時(shí)刻，原邊繞組 1 電流下降到 Im，即此時(shí)的原邊電流即為勵(lì)磁電流，副邊繞組電流下降到 KIm，該模態(tài)在滯后管 Q1 關(guān)斷時(shí)刻 t4 到來(lái)時(shí)結(jié)束。同時(shí)，變換器 2中，漏源結(jié)電容 Cds Cds原邊繞組 L漏感 Llk緩沖電容 Cr緩沖電感Lr2 通過(guò) Vin 發(fā)生諧振， Cds Cds L Llk2 放電， Cr Lr2 充電。該控制方法為每個(gè)開(kāi)關(guān)管軟開(kāi)通 和 軟關(guān)斷過(guò)程爭(zhēng)取了足夠的時(shí)間。通常情況下，零電壓（ ZVS）工作原理為，在開(kāi)關(guān)過(guò)程中引入諧振，使開(kāi)關(guān)在導(dǎo)通前電壓先降為零，從而消除電流電壓的重疊現(xiàn)象，同時(shí)，諧振過(guò)程也限制了開(kāi)關(guān)過(guò)程中電壓 和電流 的變化率，使得開(kāi)關(guān)損耗和開(kāi)關(guān)噪聲得到明顯的減小，甚至消除 [20]。最終，測(cè)試并完善樣機(jī)系統(tǒng)的性能指標(biāo)，完成課題研究。查閱文獻(xiàn)可知，對(duì)于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器而言，實(shí)現(xiàn) ZVS 最常用的方法是對(duì)開(kāi)關(guān)管的 PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行改進(jìn)，采用特殊的控制方法并利用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特殊性來(lái)完成每個(gè)開(kāi)關(guān)管的 ZVS 開(kāi)通與關(guān)斷。 具有 ZVS 升壓變換器總體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì) （ 1） 本次 課題研究 設(shè)計(jì) 的 變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī) 初步?jīng)Q定采用 數(shù)字控制方式，控制 核心 采用美國(guó)德州儀器公司（ TI）生產(chǎn)的定點(diǎn) DSP 芯片 TMS320F2812 為控制芯片。 V i nT1D3D 4L fC f R LT 2D4S 2S 1L 2S 4S 3L 1 L 3L 4D1D2T 1T 2 圖 15 一種新型 ZVS 交錯(cuò)并聯(lián)正激變換器 20xx 年，印度學(xué)者 等回歸到傳統(tǒng)雙管正激變換器，對(duì)雙管正激變換器的電磁噪聲進(jìn)行深入分析，發(fā)現(xiàn)了變換器中各處存在的寄生電容可能會(huì)嚴(yán)重影響變換器的性能，尤其會(huì)削弱傳統(tǒng)雙管正激變換器中低電磁噪聲這個(gè)優(yōu)勢(shì)。 從圖中可以看出， 雙管正激變 換器 的拓?fù)?簡(jiǎn)單 ，并且緩沖網(wǎng)絡(luò)無(wú)能量損耗 ，同時(shí) 每個(gè) 開(kāi)關(guān)管 的 電壓應(yīng)力 從 兩倍輸入電壓降為 單倍 輸入電壓，解決 了 單管正激變換器開(kāi)關(guān)管高電壓應(yīng)力的缺點(diǎn)。多數(shù) 磁 復(fù)位 方法都有 以下 不足 ：變換器鐵心單向磁化， 效 率低 、利用率低， 主功率管承受兩倍的 直流母線 電壓等 ，只有 有源箝位等少數(shù)幾種磁復(fù)位方式 可以解決上述問(wèn)題 [9]。另外，從 能量守恒 的 角度來(lái)看 ，如果 升壓變換器的 輸出功率 增 大， 必然會(huì)導(dǎo)致 輸入電流 的增 大， 如果此時(shí) 仍采用 傳統(tǒng)的 單 回路 Boost 變換器 實(shí)現(xiàn) 升壓 ， 則會(huì)導(dǎo)致太陽(yáng)能電池板 的電流紋波 很 大 ，這將直接使 光伏電池的使用壽命大大縮短 [58]。上述單級(jí)結(jié)構(gòu)的缺陷嚴(yán)重限制了 光伏發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)展。 由于它 不 用 鋪設(shè) 復(fù)雜的 電力網(wǎng)絡(luò)， 也無(wú)需特定的 地理?xiàng)l件 ，因而被公認(rèn)是目前世界上最有前途的新能源技術(shù)之一，尤其在 偏遠(yuǎn)地區(qū)、 沿海島嶼 等地域更能大顯神威。 對(duì)比幾種基本的升壓變換器發(fā)現(xiàn)，正激升壓變換器更為可靠。同時(shí)針對(duì)傳統(tǒng)的正激變換器的典型缺陷，對(duì)其進(jìn)行了拓?fù)涓倪M(jìn)，加入“交錯(cuò)并聯(lián)”和 LCD 緩沖網(wǎng)絡(luò)兩種特殊結(jié)構(gòu)，并運(yùn)用新型移相控制技術(shù)，提出了具有緩沖電路的 ZVS交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換器。 對(duì) 貧困或者資源匱乏地區(qū)的 經(jīng)濟(jì) 發(fā)展、 環(huán)境 保護(hù) 和社會(huì)和諧 有 十分 重要 的作用 [1]。 然而，高頻化的 電力電子技術(shù) 正在飛速前進(jìn) ，升 壓 DCDC 變換器 也隨之不斷 完善， 因此 兩級(jí)式光伏發(fā)電系統(tǒng) 在眾多學(xué)者的關(guān)注下成為了新的研究熱 點(diǎn) [24]。同時(shí)，傳統(tǒng)的 Boost 變 換器 不能 有效 實(shí)現(xiàn)前后級(jí) 的 電氣隔離，這 極 可能給光伏發(fā)電系統(tǒng)引入潛在 的 危害。 針對(duì)傳統(tǒng) Boost 變換器、反激變換器、正激變換器的優(yōu)缺點(diǎn)，本次課題研究決定基于正激變換器，對(duì)傳統(tǒng)正激變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行改善，一方面避免傳統(tǒng)Boost 變換器及反激變換器中存在的缺陷，另一方面使得改善后的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)保留基本正激變換器既存的優(yōu)勢(shì)，同 時(shí)解決傳統(tǒng)正激變換器中存在的典型不足。 雖然雙管正激變換器擁有眾多的優(yōu)點(diǎn)，但是在實(shí)際的科研實(shí)驗(yàn)過(guò)程中，學(xué)者們發(fā)現(xiàn)雙管正激變換器依然存在許多待解決的典型缺陷：輸出電壓電流紋波較大；變壓器原副邊存在電壓過(guò)沖與震蕩；大電流輸入時(shí)變換器效率較低。 帶領(lǐng)的研究組通過(guò)將變壓器副邊改進(jìn)為多路對(duì)稱繞組，并通過(guò)特定的手段控制電路中存在的寄生電容的方法，最終有效地降低了寄生電容對(duì)雙管正變換器電磁噪聲的影響 [14]。 由于 DSP 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為 3V 輸出的 PWM 信號(hào)，并且?guī)лd能力很弱，因此必須設(shè)計(jì)獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電路，以 DSP 輸出信號(hào)作為輸入信號(hào)，并且輸出 5V~15V的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。國(guó)內(nèi)目前使用最多的兩種驅(qū)動(dòng)方法均基于傳統(tǒng)移相控制法，一種是在變壓器二次側(cè)增加諧振電感 后使用傳統(tǒng)移相控制，而另一種則是對(duì)移相控制稍作改變，即令同一組開(kāi)關(guān)管同時(shí)關(guān)斷但不同時(shí)開(kāi)通。 8 第 2 章 具有 ZVS 升壓變換器工作原理 主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的確定 （ 1）針對(duì)輸出電壓電流紋波較 大這一缺陷，采用雙路雙管正激變換器交錯(cuò)并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)予以解決，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已經(jīng)發(fā)展成熟，并廣泛應(yīng)用于中等功率場(chǎng)合。近年來(lái)隨著國(guó)內(nèi)外學(xué)者們的不斷努力，雙管正激變換器不易實(shí)現(xiàn) ZVS 的問(wèn)題正在逐漸被解決。 最終，結(jié)合上述移相控制后，本次課題 研究確定的采用 LCD 緩沖電路的ZVS 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換 器即為圖 23 所 示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 t2 時(shí)刻，變壓器原邊充放電過(guò)程完成， L L2 上的電壓下降到 vL2(t2)=vL1(t2)=0， Q Q4 電壓下降到 vds3(t2)=vds4(t2)=Vin/2， Q2 電壓上升到 vds2(t2)=Vin，副邊繞組 L3 上的電壓 vL3降為 0。 開(kāi)關(guān)模態(tài) 5[t4， t5] V i nQ1Cf R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D5D6Cr 1L 1L3C d s 1Cd s 2DR 1DR 4DR 2DR 3V oLf 1Q3Q4D3D4Ll k 2Lr 2D7D8Cr 2L 2Cd s 3Cd s 4 圖 210 工作模態(tài) 5 等效電路圖 t4 時(shí)刻，滯后管 Q1 關(guān)斷，原邊變換器 1 LCD 緩沖電路中的 D6 與 Cr1 支路再次導(dǎo)通，并且并聯(lián)于原邊繞組 L1 兩端，有效抑制原邊繞組電壓過(guò)沖，并且 Q1 關(guān)斷前，流過(guò) Q1 的電流已經(jīng)提前降到勵(lì)磁電流 Im，相比于變壓器正常工作電流而 16 言是一個(gè)較小的 數(shù)值，并且在 Q1 關(guān)斷瞬間由于 D6 的導(dǎo)通，使得緩沖電容 Cr1 也并聯(lián)于 Q1 兩端，由于電容電壓不能瞬變， Q1 兩端電壓緩慢上升，因此 Q1 的關(guān)斷過(guò)程是一個(gè)非常接近理想軟開(kāi)關(guān)狀況的近似 ZVS 關(guān)斷。 17 開(kāi)關(guān)模態(tài) 7[t6， t7] V i nQ1Cf R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D5D6Cr 1L 1L3Cd s 1C d s 2DR 1DR 4DR 2DR 3V oLf 1Q3Q4D3D4Ll k 2Lr 2D7D8Cr 2L2C d s 3Cd s 4 圖 212 工作模態(tài) 7 等效電路圖 工作模態(tài) 7 中， t6 時(shí)刻，原邊繞組 L1 勵(lì)磁電流降為零，續(xù)流二極管 D1 與 D2續(xù)流結(jié)束從而關(guān)斷，原邊繞組 L L2 上的電壓本應(yīng)降為 0，但此時(shí)，由于副邊繞組帶壓，并且恒定不變，因此原邊繞組也將承壓，從而導(dǎo)致原邊兩路變換器均發(fā)生諧振。 模態(tài) 9 完成了超前管 Q4 的驅(qū)動(dòng)作用，通過(guò)上述模態(tài)分析發(fā)現(xiàn)，該模態(tài)中除了流過(guò)開(kāi)關(guān)管的諧振電流外并沒(méi)有主電流流過(guò)，而這個(gè)諧振電流是非常小 的，因此從實(shí)際意義上講，開(kāi)關(guān)管 Q4 并沒(méi)有真正開(kāi)通，它只是已經(jīng)完全滿足了提供電流通路的條件，并且開(kāi)關(guān)管兩端電壓已經(jīng)降為 0。 開(kāi)關(guān)模態(tài) 12[t11， t12] V i nQ 1C f R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D 5D 6C r 1L 1L3C d s 1Cd s 2D R 1D R 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D4Ll k 2L r 2D7D8C r 2L 2Cd s 3Cd s 4 圖 218 工作模態(tài) 12 等效電路圖 在工作模態(tài) 12 中， t11 時(shí)刻滯后管 Q3 開(kāi)始完全導(dǎo)通，從模態(tài) 11 工作機(jī)理分析不難發(fā)現(xiàn)，受電路中諧振作用影響，流過(guò) Q3 正向工作電流發(fā)生在 Q3 漏源電壓降為 0 之后。分析表明文中提出的改進(jìn)型拓?fù)鋵?duì)輸出電壓、輸入電流紋波、變壓器原副邊存在的電壓過(guò)沖問(wèn)題均有一定 的 改善，并且新型的移相控制策略也為變換器實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)、提高效率創(chuàng)造了條件，這些改善對(duì)于最終提升變換器的整體性能有著舉足輕重的影響。 倘若 輸 出 過(guò) 電 壓， U1A則會(huì) 輸出低電平 HIGHVOLTAGE有效 保護(hù) 信號(hào)。由于保護(hù)信號(hào)均是低電平有效，由輸入過(guò)流、輸出過(guò)壓保護(hù)信號(hào)經(jīng)與門邏輯電路運(yùn)算后分為兩路執(zhí)行電路。輸 入 電流正常時(shí)，正相輸入端電壓大于反 相輸入端電壓，則過(guò)流控制信號(hào) HIGHCURRENT 保持在高電平無(wú)效狀態(tài)。以驅(qū)動(dòng)器 KD101 用戶手冊(cè)給出的推薦電路為基礎(chǔ)，