【導讀】肇芇蒃螀羃芆薅薃衿莆芅蝿螅蒞莇薁肅莄薀螇聿莃螞蝕羅莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆葿莈袂袈肅蒁蚅螄肄蚃袀膂肄莂螃肈肅蒅羈羄肂薇螁袀肁蠆薄腿肀荿蝿肅腿蒁薂羈膈薄螈袇膈芃薁袃膇蒆袆膂膆薈蠆肈膅蝕襖羄膄莀蚇袀膃蒂袃螅節(jié)薅蚅肄節(jié)芄袁羀芁莇蚄羆芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁薅肇芇蒃螀羃芆薅薃衿莆芅蝿螅蒞莇薁肅莄薀螇聿莃螞蝕羅莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆葿莈袂袈肅蒁蚅螄肄蚃袀膂肄莂螃肈肅蒅羈羄肂薇螁袀肁蠆薄腿肀荿蝿肅腿蒁薂羈膈薄螈袇膈芃薁袃膇蒆袆膂膆薈蠆肈膅蝕襖羄膄莀蚇袀膃蒂袃螅節(jié)薅蚅肄節(jié)芄袁羀芁莇蚄羆芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁薅肇芇蒃螀羃芆薅薃衿莆芅蝿螅蒞莇薁肅莄薀螇聿莃螞蝕羅莂莂裊袁莁蒄蚈膀莀薆袃肆莀蠆蚆葿莈袂袈肅蒁蚅螄肄蚃袀膂肄莂螃肈肅蒅羈羄肂薇螁袀肁蠆薄腿肀荿蝿肅腿蒁薂羈膈薄螈袇膈芃薁袃膇蒆袆膂膆薈蠆肈膅蝕襖羄膄莀蚇袀膃蒂袃螅節(jié)薅蚅肄節(jié)芄袁羀芁莇蚄羆芀蕿罿袂艿蟻螂膁羋莁薅肇芇蒃螀羃芆薅薃衿莆芅蝿螅蒞莇薁肅莄薀

　　

【正文】 比在Register1中設置。PFD頻率越大，N值越小。PFD頻率每增加一倍，相位噪聲增加3dB，同時減少了雜散成分出現(xiàn)的次數(shù)。R寄存器上電默認R=1。PFD[Hz]=XTAL/R3)MUXOUT用戶可通過MUXOUT管腳可訪問ADF7020中的不同數(shù)字點。MUXOUT的狀態(tài)由R0_DB[29:31]位來控制。4)調節(jié)器就緒調節(jié)器就緒是收發(fā)器上電后MUXOUT管腳的默認設置。調節(jié)器上電時間的典型值是50us。由于串口由調節(jié)器供電，所以要對ADF7020編程，調節(jié)器必須工作在額定電壓。調節(jié)器狀態(tài)由MUXOUT監(jiān)控。MUXOUT輸出的調節(jié)器就緒信號為高時，即可開始對ADF7020編程。圖21. MUXOUT電路5)數(shù)字鎖定檢測數(shù)字鎖定檢測為高有效，鎖定檢測電路位于PFD電路內。當連續(xù)5個周期的相位誤差小于15ns，鎖定檢測位被置高。此后鎖定檢測位保持高電平直到PFD檢測到25ns的相位誤差為止。因為數(shù)字鎖定檢測不需要外圍器件，所以其應用比模擬鎖定檢測更加廣泛。6)模擬鎖定檢測該N溝道漏極開路鎖定檢測電路需要配以一個10KΩ的上拉電阻。當檢測到一個鎖定信號，該輸出置高。7)穩(wěn)壓器ADF7020使用4個穩(wěn)壓器來提供穩(wěn)定電壓。每個穩(wěn)壓器在CREGx和GND之間連接一個100nF的電容。當CE為高，穩(wěn)壓器及相關電路正常供電，總電流為2mA。片選端置低可使穩(wěn)壓器失效，使供電電流小于1uA，同時清除寄存器里所有值。串口工作于無穩(wěn)壓器供電狀態(tài)；所以用戶要向模塊中寫數(shù)據(jù)，必須使CE為高，并且穩(wěn)壓器輸出電壓穩(wěn)定。8)環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器對來自電荷泵的電荷脈沖進行積分得到電壓來調整VCO的輸出以得到需要的頻率。同時它還衰減了PLL產生的雜散水平。典型的環(huán)濾波器設計方案如圖22所示：圖22 典型環(huán)濾波器配置如果采用FSK，環(huán)濾波器的環(huán)帶寬（LBW）。過度加寬環(huán)路帶寬可以減少跳頻時間，但也會導致雜散衰落不足。對于ASK系統(tǒng)，推薦使用較寬的LBW。突然的大功率切換會導致VCO牽引，并且輸出頻譜要比需要的寬。通過把LBW拓寬到10倍的數(shù)據(jù)速率，可以減少VCO牽引的次數(shù)，因為環(huán)濾波器可以很快恢復到正確的頻率上。相比于基于FSK的系統(tǒng)，基于ASK的系統(tǒng)擁有更寬的LBW，這可以限制輸出功率以及數(shù)據(jù)速率。窄環(huán)帶寬會導致環(huán)濾波器需要較長時間周期來得到鎖定。環(huán)濾波器的精心設計對于獲得精確的FSK/GFSK調制至關重要。對于GFSK。免費設計工具ADI SRD Design Studio?可以用來為ADF7020涉及環(huán)濾波器。它還可以用來觀察環(huán)路濾波器帶寬對調制類型、數(shù)據(jù)速率、和調制index等不同組合發(fā)射信號頻譜的影響。9)N分頻器ADF7020 PLL的反饋分頻器由一個8位整數(shù)分頻器和一個15位的ΣΔ 小數(shù)N分頻器構成，整數(shù)分頻器是PPL里常見的吞脈沖形式，它將最小整數(shù)分頻值設為31。小數(shù)分頻值在輸出端提供精細的分辨率，PLL的輸出頻率計算公式為圖 23 小數(shù)N PLL最大N除值為Integer_N(最大值為255)和Fractional_N (最大值為 32767/32768)的組合，所以最小可用PFD為：PFDMIN [Hz] = 最大要求輸出頻率/(255 + 1)例如，在歐洲 868 MHz到870 MHz頻帶上工作時。大多數(shù)情形下，推薦使用盡可能大的PFD值來獲得最好的相噪性能。 10)壓控振蕩器（VCO）為了最小化雜亂發(fā)射，片上VCO工作在1724 MHz 到1912 MHz頻段。然后VCO信號2分頻為發(fā)射器提供需要的頻率，為接收器提供需要的本振（LO）頻率。根據(jù)所需工作頻率，通過對VCO調整位R1_DB[20:21]編程從而使VCO回到中心頻率。通過設置PLL使能位R0_DB28可使VCO成為PLL一部分來工作。VCO包含一個進一步的2分頻塊使得電路能在更低的433 MHz和460 MHz兩個頻率上工作。為了能在這個頻帶上工作，R1_DB13必須置為1。VCO之間需要附加一個外部22nF的電容和一個穩(wěn)壓器來降低內部噪聲。11)VCO偏流VCO偏流可以通過R1_DB19位到Bit R1_DB16位來調整。為保證VCO震蕩，偏流最小值為0Xa。圖24 壓控振蕩器（VCO） 小數(shù)N PLL允許在868MHz到956 MHz (使用2分頻時還允許433 MHz )頻帶上選擇任意信道，分辨率可達小于300Hz。這也為調頻系統(tǒng)提供了便利。XTAL頻率的選擇對于獲得最佳雜散衰減性能非常重要。小數(shù)N的結構導致距離RF信道最近的幾個整數(shù)信道直接耦合到RF輸出中，這種現(xiàn)象通常被稱為“整數(shù)邊界雜散”。如果想得到的RF信道和距離它最近的整數(shù)信道被一個小于PLL環(huán)帶寬的頻率間隔開來，整數(shù)邊界毛刺將不能被環(huán)濾波器削弱。通過選取使想要的RF信道遠離PFD整數(shù)倍頻率的XTAL值可以顯著地降低整數(shù)邊界毛刺。5發(fā)射器ADF7020的功率放大器基于一個單端、電流控制、漏極開路放大器，該放大器可以在最高頻率956MHz下提供高達13dBm的增益，用來驅動50Ω的負載。PA輸出電流以及輸出功率在較寬范圍內可編程。FSK/GFSK和ASK/OOK調制模式中的PA配置分別如圖2圖26所示。FSK/GFSK調制模式下，輸出功率與數(shù)據(jù)I/O口的狀態(tài)無關；ASK/OOK調制模式下，輸出功率與數(shù)據(jù)I/O口以及 R2_DB29位的狀態(tài)無關，后者用來選擇TxData輸入的極性。對于各種調制模式，輸出功率可按如下規(guī)則調整：? FSK/GFSK 輸出功率由R2_DB[9:14]設定。? ASK TxData非激活狀態(tài)的輸出功率由R2_DB[15:20]設定；激活狀態(tài)的輸出功率由R2_DB[9:14]設定。 ? OOK TxData激活狀態(tài)的輸出功率由R2_DB[9:14]設定；當TxData非激活時，PA 被削弱圖25 FSK/GFSK模式下的PA配置 圖26 ASK/OOK模式下的PA配置PA配備過壓保護，可在嚴重失配條件下保持穩(wěn)定。用戶可以根據(jù)具體應用為PA設計一個匹配網(wǎng)絡，以便在各類天線（如環(huán)路和單極天線）所需的輻射輸出功率水平下表現(xiàn)出最佳性能，詳情見LNA/PA匹配部分。PA偏置電流控制位R2_DB[30:31]有助于調整PA偏置電流，以便在必要的時候進一步拓展輸出功率控制范圍。如果不需要此功能，推薦使用7uA默認值。輸出級通過復位R2_DB4位來關斷，為了減少不想要的雜散輻射水平，在PLL鎖相期間可以通過反轉此位來削弱PA.1)頻移鍵控（FSK）頻移鍵控通過設置中心頻率N值，然后用TxData線路對其進行切換而實現(xiàn)的。頻偏利用R2_DB[15:23]來設定，頻偏計算公式為：式中調制次數(shù)由R2_DB[15:23]設定，范圍為1—511。利用R2_DB[6:8]可選擇FSK。圖27 FSK的實現(xiàn)2)高斯頻移鍵控（GFSK）高斯頻移鍵控對發(fā)射數(shù)據(jù)進行數(shù)字前置濾波，以減少發(fā)射頻譜占用的帶寬。ADF7020的TxCLK輸出線保證了單片機的TxData的同步性。TxCLK線可以連接到移位寄存器的時鐘輸入端，從而以精確的數(shù)據(jù)速率向發(fā)送器傳送數(shù)據(jù)。3)設置ADF7020為GFSK要設置頻偏，先設置PFD和調制控制位。 式中m為GFSK_Mod_Control，用R2_DB[24:26]設置。要設置GFSK數(shù)據(jù)速率，公式為 變量INDEX_COUNTER控制中頻步進值數(shù)，通?？梢酝ㄟ^DIVIDER_FACTOR和INDEX_COUNTER的多種組合實現(xiàn)任一給定的數(shù)據(jù)速率。選擇大的INDEX_COUNTER有助于提高頻譜性能。4)幅移鍵控（ASK）在輸出級通過兩種不同功率水平的切換即可實現(xiàn)幅移鍵控。ASK通過翻轉DAC來完成，該DAC控制著由寄存器2設定的兩個6位電平。TxData為0傳送R2_DB[15:20]給DAC，TxData為1傳送Bits R2_DB[9:14]給DAC，調制深度最大可達30dB。5)開關鍵控（OOK）開關鍵控的實現(xiàn)方式為，將輸出級切換到特定電平上表示數(shù)據(jù)傳輸位為1，關斷輸出級表示0。對于OOK，高輸入的發(fā)送功率由R2_DB[9:14]編程。6)高斯開關鍵控（GOOK）高斯開關鍵控是開關鍵控的一種前置濾波形式。通常尖銳的符號過渡被平滑的高斯濾波過渡所代替，這就減少了VCO的頻率牽引。OOK模式下VCO的頻率牽引會導致比預想要寬的帶寬，尤其是無法將環(huán)路濾波器帶寬增加到大于300KHz時。GOOK采樣時鐘以數(shù)據(jù)速率采樣數(shù)據(jù)（參見“設置ADF7020為GFSK”部分）。6接收器ADF7020基于全集成、低中頻接收架構。低中頻架構不僅大大減少外部元件數(shù)量，還避免了電力線引起的干擾問題。圖28所示為接收機前端結構。用戶可通過多種編程選項在靈敏度、線性度和電流消耗之間進行取舍，以便更好地滿足具體應用要求。為獲得較高的抗雜散接收能力，低噪聲放大器帶一個差分輸入。選擇發(fā)射模式(R0_DB27 = 0)后，開關SW2會使LNA輸入短路。這項功能有利于設計一個組合式LNA/PA匹配網(wǎng)絡而無需外部Rx/Tx開關。關于匹配網(wǎng)絡設計詳情，參見LNA/PA匹配部分。圖28 ADF7020 RF前端LNA后接一個正交下變頻混頻器，將RF信號轉換成200KHz的中頻信號。務必注意，合成器輸出頻率值必須設置為比接收通道中心頻率值低200KHz。LNA有兩種基本工作模式：高增益/低噪聲模式和低增益/低功率模式。要在兩種模式之間切換，需使用LNA_Mode位（R6_DB15）。使用mixer_linearity位（R6_DB18），還可將混頻器配置為低電流模式或增強線性模式。根據(jù)具體應用的靈敏度和線性度要求，建議如表5所示調整LNA_Mode位(R6_DB15)和Mixer_Linearity位(R6_DB18)。LNA增益通過LNA_Gain位（R9_DB[20:21]）來配置，并可通過用戶或者自動增益控制（AGC）邏輯來設置。表5