【導讀】請勿抄襲，僅供網(wǎng)友參考。OFDM系統(tǒng)中的保護間隔和循環(huán)前綴???正交頻分復用OFDM是第四代移動通信的核心技術。最后給出在不同的信道條件下,研究保護時隙、循環(huán)前綴、采用LS估計方法對OFDM系統(tǒng)誤碼率影響的比較曲線,得出了較理想的結論。

　　

【正文】 施也可 以通過 利用 IFFT/FFT 方法來實現(xiàn)，實施 IFFT 運算時，需要在原始的 N 個輸入 值的中間添加 pl N 個零，然后進行錯誤！未找到引用源。點的IFFT ，而實施 FFT 運算時，需要在原始的 N 個輸入值后面添加 p1 N 個零，然后進行錯誤！ 未找到引用源。點的 FFT 。 特別地，針對 PAPR 問題，由于最后送到放大器中的應該是經(jīng)過 D/A 變換的 連續(xù)信號，因此過采樣更加有助于收集到較大的峰值功率，從而可以更加準確地 衡量 OFDM 系統(tǒng)內(nèi)的 PAPR 特性。 OFDM 系統(tǒng)中的保護間隔（ GI）和循環(huán)前綴（ CP） 為 了 最 大 限 度 地 消 除 符 號 間 干 擾 ISI ， Inter Symbol Interference 可以在每個 OFDM 符號之間插入保護間隔 GI Guard Interval ，為了消除多徑傳播的影響產(chǎn)生 的載波間干擾 ICI， Inter Channel Interference ，即子載波間的正交性遭到破壞， 需要在每個 OFDM 符號間插入循環(huán)前綴 CP Cyclic Prefix ，一般保護間隔就是循 環(huán)前綴，而且循環(huán)前綴長度 T ，一般要大于信道最大時延擴展錯誤！未找到引用 源。，從而使得相鄰符號間不會造成串擾，不會破壞子載波間的正交性，降低誤 碼率。 一般，循環(huán)前綴的選擇是將 OFDM 符號尾部的一部分復制后放到前部，即 將符號周期由 T 增加至錯誤！未找到引用源。，△ T 是保護間隔，也就是循環(huán)前 綴。本文中也是這 樣選取的。 保護間隔長度△ T 對 OFDM 系統(tǒng)的影響非常大，為了消除信道時延擴展的影 響，保護間隔的長度要足夠長。保護間隔的引入會帶來功率和信息速率的損失， 其中功率損失可以定義為： 當保護間隔占到 20% 時，功率損失不到 1dB，信息速率的損失高達 20% ， 但是插入保護間隔可以消除 ISI 和 ICI 的影響，因此這樣的代價對 OFDM 系統(tǒng)而 言是值得的。 加窗 作 者 ： 崔 劍 19 N ?1 t 由式 s t ?dtrect t ?ts ? exp j 2?f i t ?ts ， ts ?t ?ts ?T ， 2 t 0 所定義的 OFDM 符號存在的缺點是功率譜的帶外衰減速度不夠快。技術上， 可以對每個 OFDM 符號進行加窗處理，使符號周期邊緣的幅度值逐漸過渡到零。 經(jīng)常被采用的窗函數(shù)是式 （ ）定義的升余弦窗 ? t? ?T , ? s ? w t ? （ ） ? ? t ?T ? ?T , ? S S T （ ）式中， 表示加窗前的符號長度。而加窗后符號的長度應該為 s 1 Ts ，從而允許在相鄰符號之間存在有相互覆蓋的區(qū)域。在實際系統(tǒng)中，經(jīng) N 過加窗的 OFDM 符號的產(chǎn)生過程為：首先，在 個經(jīng)過數(shù)字調(diào)制的符號后面補 c 零，構成 N 個輸入樣值序列，然后進行 IFFT 運算； 將 IFFT 輸出的最后 Tprefix 個樣值插入到 OFDM 符號的最前面，將 IFFT 輸出的最前面的 Tpostfix 個樣值插 入到 OFDM 符號的最后面；接下來，將 OFDM 符號與式 （ ）定義的升余弦 T 窗函數(shù) ? t 時 域 相 乘 ； 最 后 將 經(jīng) 過 加窗的 OFDM 符號延時 ，與前一個經(jīng)過加 s 窗的 OFDM 符號相加。應當指出，式 （ ）中β值的選擇要適當，如對于 64 個 ? 子載波的 OFDM 符號，可取 。 用 matlab 可以畫出其頻譜密度仿真 圖。如圖 a , b 所示；其中，每 一個子圖橫軸表示歸一化頻率，縱軸表示歸一化幅度衰減 單位： dB 。 a 、 b 兩個子圖分別表示包含 12 256 個子載波的 OFDM 符號的功率密度譜。從圖中 可以看出，隨子載波數(shù)增加， OFDM 符號功率密度譜下降速度會增快。但是即使 在 256 個子載波情況下，其 3dB 帶寬仍然會是 128 個載波 3dB 帶寬的 2 倍。 為了加快 OFDM 信號功率譜帶外衰減部分的下降速度，可以對每個 OFDM 時域符號進 行加窗，使符號周期邊緣的幅度值逐漸過渡到零，這與成型濾波的原 理相當?shù)念愃?。成型濾波是在頻域加平方根升余弦窗，降低時域信號的拖尾振蕩； 而 OFDM 符號在時域加升余弦窗，降低頻域信號拖尾振蕩，使帶外衰減速度加快。 作 者 ： 崔 劍 20 圖 （ a ）載波數(shù)為 256 的信號頻譜信號仿真圖 圖 （ b ）載波數(shù) 128 的信號頻譜信號功率譜帶外衰減仿真圖 對 OFDM 時域符號加窗之前，首先要添加循環(huán)前綴和循環(huán)后綴，添加了循環(huán) 前綴和循環(huán)后綴后的歸一化功率的 OFDM 復信號表示為： 1 N ?1 ? ?1 i2?f t 39。 s t d rec t e i 0 ?t ? 1 T ? ? ? i ? ? ? ? N i 0 ? 2 ? 加入循環(huán)前綴、循環(huán)后綴后的 OFDM 功率譜密度為： 2 1 N ?1 s f d 1 T 39。sinc ? f ?f 1 T 39。 ? ? ? i ? ? i ? ? N i 0 作 者 ： 崔 劍 21 如圖 （ a ）和 b 所示，通過對 OFDM 信號加窗前后的信號頻譜進 行仿真比較，得到加窗后信號的帶外衰減大副減小，但是對信號的誤碼率也有一 定 的影響。 圖 （ a ）未加窗 OFDM 功率頻譜帶外衰減仿真 圖 （ b ）加升余弦窗后 OFDM 功率譜帶外衰減仿真 作 者 ： 崔 劍 22 循環(huán)前綴及信道估計對系統(tǒng)誤碼率的改善分析 3． 循環(huán)前綴 OFDM 系統(tǒng)中 ,每個并行數(shù)據(jù)支路都是窄帶信號 ,可近似認為每 個支路都經(jīng)歷 平坦衰落 ,這樣就減小了頻率選擇性衰落對信號的影響。同時 ,每路子數(shù)據(jù)流速率 的降低 ,減小了符號間干擾 ISI 。此外 ,還可以通過加保護間隔的辦法完全消除 符號間干擾。假設每個 OFDM 符號由 Y 個樣值組成 ,由于時延擴展 ,接收端將會有 和信道沖激響應持續(xù)時間相對應的前 L L Y 個樣值發(fā)生錯誤 ,為此 ,可以在發(fā) 送信號前端加上 M 個樣值 ,接收端收到信號時 ,先去掉前 M 個樣值 ,然后再進行 FFT,只要 M ≥ L 就可完全消除 ISI 。 最初的保護間隔是用空數(shù)據(jù)填充的 ,這雖然消除了 ISI,但卻破壞了信道間的 正交性。后來 , Peled 和 Ruiz 提出了用循環(huán)前綴填充保護間隔的方法 ,即把 Y 個樣 值的最后 M個復制到個 OFDM符號的前端作為保護間隔 ,利用循環(huán)卷積的概念 ,只 要循環(huán)前綴的長度大于信道的沖激響應 ,信道間仍是正交的。符號周期由 T增加至 T′ T +Δ T,Δ T 是保護時隙 ,增加保護時隙會降低頻譜利用率 , 所以Δ T一般小于等 于 T/4 。 為了清 楚的說明循環(huán)前綴抗符號間干擾 ISI 和載波間干擾 ICI 影響，本文將 通過圖 和圖 進行詳細說明。 圖 是無循環(huán)前綴時產(chǎn)生符號問干擾和載波間干擾韻示意圖。從圖中可 以看到， OFDM 兩個子載波都采用了 BPSK 調(diào)制，即在符號邊界處，載波相位可 能產(chǎn)生 180 度的跳變。 1 從圖 a 可以看出，在理想的高斯信道條件下，可以保證在FFT 運算 時間內(nèi)，不會發(fā)生信號相位的跳變，因此 OFDM 接收機接收到的信號僅是多個單 純連續(xù)的正弦波的疊加，這種疊加不會破壞子載波之間的正交性。 2 從圖 b 可以看出，在多徑信道下，會產(chǎn)生信號的延遲。在圖中載 波 2 的延遲信號會在 FFT 的運算時間內(nèi)產(chǎn)生相位的跳變，破壞了子載波的正交性， 作 者 ： 崔 劍 23 從而在接收機中會對載波 2 的解調(diào)造成符號間的干擾。 圖 無循環(huán)前綴時產(chǎn) 生符號間干擾和載波間干擾示意圖 3 從圖 c 可以看出，載波 2 的延遲信號會在 FFT 的運算時間內(nèi)產(chǎn)相 位的跳變，破壞了子載波的正交性，從而在接收機中會對載波 1 的解調(diào)造