【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 :變極調(diào)速一般是通過(guò)改變定子繞組的接線方式來(lái)改變電動(dòng)機(jī)的定子繞組極對(duì)數(shù)，從而達(dá)到調(diào)速的目的。它既不是恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速方式，也不是恒功率調(diào)速方式。 優(yōu)點(diǎn) : a具有較硬的機(jī)械特性，穩(wěn)定性良好。 b無(wú)轉(zhuǎn)差損耗，效率高。 c接線簡(jiǎn)單、控制方便，易維修、價(jià)格低。 缺點(diǎn) : 有級(jí)調(diào)速，級(jí)差較大，不能獲得平滑調(diào)速，且由于受到電動(dòng)機(jī)結(jié)構(gòu)和制造工藝的限制，通常 只能實(shí)現(xiàn) 23種極對(duì)數(shù)的有級(jí)調(diào)速，調(diào)速范圍相當(dāng)有限。 (2)變轉(zhuǎn)差率調(diào)速 :變轉(zhuǎn)差率調(diào)速實(shí)現(xiàn)方法眾多，例如調(diào)壓調(diào)速、轉(zhuǎn)子串電阻調(diào)速、串極調(diào)速和滑差離合器調(diào)速等方法。 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 8 交流電動(dòng)機(jī)的輸出功率 zp 的表達(dá)式為 : MMsZ sPPsMMP ????? )1(?? (27) 其中 M— 電磁轉(zhuǎn)矩。 ω — 電機(jī)旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的速度。 s? — 旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的同步速度 s— 轉(zhuǎn)差率 式 (2 一 7)中 MsP 稱(chēng)為交流電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)差功率，這一部分功率主要消耗在轉(zhuǎn)子阻抗上。因此，當(dāng) s 增大時(shí)，電動(dòng)機(jī)的損耗也將會(huì)增大。由此可以看出，調(diào)節(jié)電機(jī)轉(zhuǎn)差率、調(diào)速是一種耗能的調(diào)速方法，是低效率的調(diào)速方式。 (3)變頻調(diào)速 :變頻調(diào)速是通過(guò)改變電動(dòng)機(jī)定子電源的頻率，來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)速的方法即調(diào)節(jié) s? 來(lái)調(diào)速。在轉(zhuǎn)矩恒定時(shí)、基本不變，交流電動(dòng)機(jī)的輸 ?????? ??? sMMP sZ 1??與輸入電磁功率 sM MP ?? 。 :成比例變化，損耗基本沒(méi)有增加，是一種高效的調(diào)速方法。 優(yōu)點(diǎn) : 效率高，調(diào)速過(guò)程中無(wú)附加損耗。應(yīng)用范圍廣，可用于籠型交流電動(dòng)機(jī)。調(diào)速范圍大，特性硬，精度高。對(duì)于低負(fù)載運(yùn)行時(shí)間較多或起停運(yùn)行較頻繁的場(chǎng)合， 缺點(diǎn) : 技術(shù)復(fù)雜，造價(jià)高，維護(hù)檢修困難。從上 述比較可以看出，與變極調(diào)速和變轉(zhuǎn)差率調(diào)速相比，變頻調(diào)速可在寬廣的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)無(wú)級(jí)調(diào)速，并可獲得很好的起動(dòng)和運(yùn)行特性，是一種效率比較高的調(diào)速方法。 fU 控制方式 電機(jī)定子繞組的反電動(dòng)勢(shì)是定子繞組切割旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)磁力線的結(jié)果，本質(zhì)上是定子繞組的自感電動(dòng)勢(shì)。其三相交流異步電機(jī)每相電動(dòng)勢(shì)的有效值是 : MI NfkE ????? (28) 式中 : IE — 氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的有效值 。 IK — 與繞組結(jié)構(gòu)有關(guān)的常數(shù) 。 If — 定子頻率 。 IN — 定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù) 。 M? — 每極氣隙磁通量 。 由上式可見(jiàn)，如果定子每相電動(dòng)勢(shì)的有效值 IE 不變，改變定子頻率時(shí)會(huì)出現(xiàn)下面兩種情況 :如果 If 大于電機(jī)的額定頻率廠 If N，那么氣隙磁通量中、就會(huì)小于額定氣隙磁通量中、。其結(jié)果是 :盡管電 機(jī)的鐵心沒(méi)有得到充分利用是一種浪費(fèi)，但是在機(jī)械條件允許的情況下長(zhǎng)期使用不會(huì)損壞電機(jī)。 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 9 (1)基頻以下調(diào)速 由式 (28)可知，要保持中 M? 不變，當(dāng)頻率關(guān)從額定值 If 向下調(diào)節(jié)時(shí)，必同時(shí)降低 IE 使?1fE 常數(shù)，即采用電動(dòng)勢(shì)與頻率之比恒定的控制方式。當(dāng)電動(dòng)勢(shì)的值較高時(shí)，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認(rèn)為定子相電壓 II EU? ，則得 ?1fUI 常數(shù)。這是恒壓頻比的控制方式。在恒壓頻比的條件下改變頻率 f 時(shí)，我們能證明 :機(jī)械特性基本上是平行下移的，如圖 24 所示，當(dāng)轉(zhuǎn)矩 T 增大到最大值后，特性曲線就折回來(lái)了。如果電動(dòng)機(jī)在不同轉(zhuǎn)速 n 下都具有額定電流，則電機(jī)都能在溫升允 許條件下長(zhǎng)期運(yùn)行，這時(shí)轉(zhuǎn)矩 T 基本上隨磁通變化，由于在基頻以下調(diào)速時(shí)磁通恒定，所以轉(zhuǎn)矩 T 也恒定。根據(jù)電機(jī)與拖動(dòng)原理，在基頻以下調(diào)速屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”的性質(zhì)。低頻時(shí)， IU 和 IE 都較小，定子阻抗壓降所占的分量就比較顯著，不能再忽略。 n f1N f1Nf2f3f4 nIN f2 f3 f4 0 T 圖 23基頻以下調(diào)速時(shí)的機(jī)械特性 n f4 f4f3f2f1N f3 f2 恒 P f1N 0 T 圖 24基頻以上調(diào)速時(shí)的機(jī)械特性 (2)基頻以上調(diào)速 在基頻以上調(diào)速時(shí)，頻率可以從 Nf1 往上增高，但電壓 1U 卻不能超 過(guò)額定電湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 10 壓 NU1 , 最多只能保持 1U = NU1 、。由式 (28)可知，這將迫使磁通隨頻率升高而降低，相當(dāng)于直流電機(jī)弱磁升速的情況。在基頻關(guān) Nf1 以上變頻調(diào)速時(shí)，由于電壓1U = NU1 不變，我們不難證明當(dāng)頻率提高時(shí)，同步轉(zhuǎn)速隨之提高，最大轉(zhuǎn)矩 T 減小，機(jī)械特性上移，如圖 25所示。由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁動(dòng)勢(shì)必然減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩 T減小。由于轉(zhuǎn)速 n升高了，可以認(rèn)為輸出功率基本不變。 把基頻以下和基頻以上兩種情況合起來(lái)，可得圖 25 所示的交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速控制特性。 m? 恒 轉(zhuǎn)矩調(diào)速 U1 恒功率調(diào)速 U1N U1 m? 0 fN f1 圖 25交流電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速控制特性 SPWM 控制技術(shù)原理 逆變器的輸出波形是一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形，這些波形與正弦波等效，等效的原則是每一區(qū)間的面積相等。如果把一個(gè)正弦半波分作 n 等分，然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個(gè)與此面積相等的矩形脈沖來(lái)代替，矩形脈沖的幅值不變，各脈沖的中點(diǎn)與正弦 波每一等分的中點(diǎn)相重合。這樣，有 n 個(gè)等幅不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦波的半周等效，稱(chēng)為SPWM 波形。 SPWM 波形如圖 26所示。 產(chǎn)生正弦脈寬調(diào)制波 SPWM 的原理是 。用一組等腰三角形波與一個(gè)正弦波進(jìn)行比較，如圖 27 所示，其相交的時(shí)刻 (即交點(diǎn) )來(lái)作為開(kāi)關(guān)管“開(kāi)”或“關(guān)”的時(shí)刻。正弦波大于三角波時(shí)，使相應(yīng)的開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通 。當(dāng)正弦波小于三角載波時(shí)，使相應(yīng)的開(kāi)關(guān)器件截止。 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 11 u (a) 0 t? u 0 t? 圖 26 與正弦波等效的等幅脈沖序列波 ＋ 1 0 － 1 ＋ 1 0 － 1 圖 27 SPWM 控制的基本原理圖 單極性 SPWM 控制技術(shù) 如圖 28所示。這時(shí)的調(diào)制情況是 :當(dāng)正弦調(diào)制波電壓高于三角載波電壓時(shí)，相應(yīng)比較器的輸出電壓為正電平，反之則為零電平。只要正弦調(diào)制波的最大澎氏于三角載波的由圖 29（ A)的調(diào)制結(jié)果必然形成圖 29(B)所示的等幅不等寬而且兩側(cè)窄中間寬的 SPWM 脈寬調(diào)制波形。負(fù)半周用同樣的方法調(diào)制后再倒相而成。 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 12 調(diào)制波 載波（ a） （ B） (A)調(diào)制波和載波 (B)單極性 SPWM 波形 圖 28單極性脈寬調(diào)制波的形成 V1 Z V2 圖 29 單極性調(diào)制工作特點(diǎn) 單極性調(diào)制的工作特 點(diǎn) :每半個(gè)周期內(nèi)，逆變橋同一橋臂的兩個(gè)逆變器件中，只有一個(gè)器件按脈沖系列的規(guī)律時(shí)通時(shí)斷的工作，另一個(gè)完全截止 。而在另半個(gè)周期內(nèi)，兩個(gè)器件的工作情況正好相反。流經(jīng)負(fù)載 Z的便是正、負(fù)交替的交變電流，如圖 29 所示。 雙極性 SPWM 控制技術(shù) 雙極性調(diào)制技術(shù)與單極性相同，只是功率開(kāi)關(guān)器件通斷情況不一樣。繪出了三相雙極式的正弦脈寬調(diào)制波形。當(dāng) A 相調(diào)制波 Au tu 時(shí)， V1 導(dǎo)通， V2 關(guān)斷，使湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 13 負(fù)載上的相電壓為 UA=+U/z(假設(shè)交流電機(jī)定子繞組為星型聯(lián)接，其中性點(diǎn) 0 與整流器輸出端濾波電容器的中點(diǎn) 0 相連，那么當(dāng)逆變器任一相導(dǎo)通時(shí)在電機(jī)繞組上所獲得的相電壓為 U/2,當(dāng)， V1 關(guān)斷而 V2 導(dǎo)通，則 UA=U/2 )所以 A 相電壓 AU 是以 +U/2 和 U/2 為幅值作正、負(fù)跳變的脈沖波形。同理，的 BU 是由 V3和 V4 交替 導(dǎo)通得到的，的 CU 是由 V5 和 V6 交替導(dǎo)通得到的。由 AU 和 BU 相減，可得逆變器輸出的線電壓波形 ABU 。 ABU 的脈沖幅值 為 +U 和－ U。盡管相電壓是雙極性的，但是合成后的線電壓脈沖系列與單極性相電壓合成的結(jié)果一樣都是單極性的。 綜上所述，雙極性調(diào)制的工作特點(diǎn) :逆變橋在工作時(shí)，同一橋臂的兩個(gè)逆變器件總是按相電壓脈沖系列的規(guī)律交替地導(dǎo)通和關(guān)斷，而流過(guò)負(fù)載 Z 的電流是按線電壓規(guī)律變化的交變電流，如圖 210 所示。 V1 Z V2 圖 210雙極性調(diào)制工作特點(diǎn) SPWM 的調(diào)制方式 SPWM 波畢竟不是真正的正弦波，它仍然含有高次諧波的成分，因此盡量 采取措施減少它。圖 247是通過(guò)電動(dòng)機(jī)繞組的 SPWM 電流波形。顯然，它僅僅是通過(guò)電動(dòng)機(jī)繞組濾波后的近似正弦波。圖中給出了載波在不同頻率時(shí)的 SPWM電流波形，可見(jiàn)載波頻率越高，諧波波幅越小， SPWM 波形越好。因此希望提高載波頻率來(lái)減小諧波。另外，高的載波頻率使變頻器和電機(jī)的噪聲進(jìn)入超聲范圍，超出人的聽(tīng)覺(jué)范圍之外，產(chǎn)生“靜音”的效果。但是，提高載波的頻率要受逆變開(kāi)關(guān)管的最高開(kāi)關(guān)頻率限制，而且也形成對(duì)周?chē)娐返母蓴_源。 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 14 I (a)調(diào)制頻率較低時(shí)的電流波形 (b)載波頻率較高時(shí)的電流波形 圖 212 SPWM 電流波形 SPWM 的調(diào)制方式有三種 :同步調(diào)制、異步調(diào)制和分段同步調(diào)制。在一個(gè)調(diào)制信號(hào)周期內(nèi)所包含的三角載波的個(gè)數(shù)稱(chēng)為載波頻率比。在變頻過(guò)程中艱口調(diào)制信號(hào)周期變化過(guò)程中，載波個(gè)數(shù)不變的調(diào)制稱(chēng)為同步調(diào)制，載波個(gè)數(shù)才應(yīng)變化的調(diào)制稱(chēng)為異步調(diào)制。 （ l)同步調(diào)制 在改變 正弦信號(hào)周期的同時(shí)成比例地改變載波周期，使載波周期與信號(hào)頻率的比值保持不變。對(duì)于三相系統(tǒng)，為了保證三相之間對(duì)稱(chēng)，互差 0120 相位角，通常取載波頻率為 3 的整數(shù)倍。而且，為了雙極性調(diào)制時(shí)每相波形正負(fù)波形對(duì)稱(chēng)，上述倍數(shù)必須是奇數(shù)，這樣在信號(hào)波 0180 處，載波的正負(fù)半周恰好分布在 0180 處的左右兩側(cè)。由于波形的左右對(duì)稱(chēng)，這就不會(huì)出現(xiàn)偶次諧波問(wèn)題。但是這種調(diào)制，在信號(hào)頻率較低時(shí)，載波的數(shù)量顯得稀疏，電流波形脈動(dòng)大，諧波分量劇增，電動(dòng)機(jī)的諧波損耗及脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩也相應(yīng)增大。而且，此時(shí)載波的邊頻帶靠近信號(hào)波，容易干擾基波頻域。為了克服這個(gè)缺點(diǎn)，必須在低頻時(shí)提高載波比，這就是異步調(diào)制方式。 (2)異步調(diào)制 異步調(diào)制方式是指在整個(gè)變頻范圍內(nèi)，載波比都是變化的。一般在改變調(diào)制頻率時(shí)保持三角載波頻率不變，因此提高了低頻時(shí)的載波比，在低頻工作時(shí)，逆變器輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)可以隨著輸出頻率的降低而增加，相應(yīng)的減 小了負(fù)載電機(jī)的轉(zhuǎn)矩與噪聲，改善了低頻時(shí)的工作特性。但是由于載波比隨著輸出頻率的降低而連續(xù)變化時(shí)，逆變器輸出電壓的波形其相位也會(huì)發(fā)生變化，很難保持三相輸出的對(duì)稱(chēng)關(guān)系，因此會(huì)引起電動(dòng)機(jī)的工作不穩(wěn)定。 （ 3）分段同步調(diào)制 為了克服同步調(diào)制和異步調(diào)制的缺點(diǎn)，可以將他們結(jié)合起來(lái)，組成分段同步調(diào)制方式。分段同步調(diào)制是指在一定的頻率范圍內(nèi)，采用同步調(diào)制，保持輸出波形對(duì)稱(chēng)的優(yōu)點(diǎn)，當(dāng)頻率降低較多時(shí)，使載波比分段有級(jí)的增加，這樣就利用了異步湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 15 調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)。具體實(shí)現(xiàn)方法是把逆變器整個(gè)變頻范圍劃分為若干個(gè)頻段，在每個(gè)頻段內(nèi)都維持載 波比恒定，對(duì)于不同頻段取不同的載波比，頻率較低載波比取大點(diǎn)，一般有經(jīng)驗(yàn)參數(shù)可取 . 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 16 第三章 變頻調(diào)速系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計(jì) 變頻調(diào)速系統(tǒng)的總體設(shè)計(jì) 本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)以 TI 公司的 TMS320LF2407A 為控制核心 ，其總體設(shè)計(jì)圖如圖 311 圖 31基于 DSP 的變頻調(diào)速系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)圖 其中主電路部分由整流電路、濾波電路、逆變電路 (和 IPM 驅(qū)動(dòng)電路與吸收電路組成。幾其工作原理是把單相交流電壓通過(guò)不可控整流模塊變?yōu)橹绷麟妷?，整流后的脈動(dòng)電壓再經(jīng)過(guò)大 電容 21,CC 平滑后成為穩(wěn)定的基于 DSP的交流電機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)的設(shè)計(jì)直流電壓。 IPM 逆變電路對(duì)該直流電壓進(jìn)行斬波，形成電壓和頻率均 M 限流起動(dòng) 電壓檢測(cè) IPM 故障保護(hù) 泵升控制 過(guò)欠壓保護(hù) 驅(qū)動(dòng)電路 光電耦合 頻率輸入 中央處理器 故障保護(hù) PWM IO 接口 IO接口 湖南科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 17 可調(diào)的三相交流電，提供給電機(jī)。 系統(tǒng)保護(hù)電路包括過(guò)壓、欠壓保護(hù)、限流啟動(dòng)、