【文章內(nèi)容簡介】 波電流峰值，為開關頻率。(2)總電感值的約束條件： （38）其中為直流母線電壓，為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值，為相電流峰值,且 （39）(3)計算電容C可先確定諧振頻率，再根據(jù)公式： （310）計算得電容C的值；也可以取電容消耗的無功功率為總功率的5%，利用約束條件：，其中，且其中E為網(wǎng)側(cè)線電壓有效值，為基波頻率。(4)電容所串電阻 （311）有很多的限制條件，滿足有功功率和無功的控制要求，總結(jié)如下：（1）濾波電容吸收的無功盡量少；（2）逆變器側(cè)電流紋波盡量少；（3）諧振頻率避免與開關頻率及其倍數(shù)附近重合；（4）提高逆變器電壓對電網(wǎng)側(cè)電流控制。 本章小結(jié)本章的主要內(nèi)容是說明了LCL濾波器參數(shù)對濾波器工作性能有很大的影響，主要從其性能指標分析，包括逆變器側(cè)電感紋波抑制能力、濾波電容和網(wǎng)側(cè)電感抑制高頻諧波的能力、逆變器電感和網(wǎng)側(cè)電感比例關系對濾波性能的影響、電網(wǎng)電感對濾波器的影響。LCL相比于L、LC濾波器使用的電感值小，高頻處的諧波含量少，并分析了LCL濾波器的原理和LCL濾波器的參數(shù)設計的約束條件，詳細分析了參數(shù)對濾波器性能的影響，并給出了設計參數(shù)的標準。第4章 并網(wǎng)逆變器控制方法的研究第4章 并網(wǎng)逆變器控制方法的研究圖41是以并網(wǎng)電感電流為外環(huán)、電容電流為內(nèi)環(huán)的基于LCL型濾波器的三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的雙電流閉環(huán)控制結(jié)構圖[6]，其中內(nèi)環(huán)用的是比例積分補償器，外環(huán)調(diào)節(jié)器用的是比例積分補償器，指令電流為和,同時結(jié)合同步矢量電流比例積分(proportional integral,PI)調(diào)節(jié)器的SPWM方法實現(xiàn)開關管的開通與關斷，使電流源型LCL濾波并網(wǎng)逆變器輸出電流的相位完全與電網(wǎng)電壓相位一致，保證向電網(wǎng)輸送電流的總諧波含量(total harmonic distortion,THD)符合 IEEE 9292000 等標準要求。系統(tǒng)中采用了PI補償器。因為PI補償器不能夠?qū)θ嘟涣麟娏鲗崿F(xiàn)無靜差控制。那么要使PI補償器能夠良好地完成并網(wǎng)交流電流零穩(wěn)態(tài)誤差控制，在這里就必須把三相靜止坐標系下的正弦交流量轉(zhuǎn)變成兩相直流量（同步旋轉(zhuǎn)坐標系下），使被控量由交流量變成直流量。圖41 三相并網(wǎng)逆變器的直接電流控制框圖把三相給定的指令電流進行坐標變換成兩個直流量（其中三相給定指令電流、兩個直流量是常數(shù)，而為0）。式子（41）的兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系是從三相靜止坐標系變換得到，“”里的“0”是假設的0軸，以湊成方陣。 （41） 如式子（42）所示，其中的三相靜止坐標系下的三個交流量、是由兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的兩個直流量和轉(zhuǎn)變得到，從而為SPWM調(diào)制提供前提。 （42） 逆變器的輸出電流控制策略圖42 逆變器交流側(cè)的等效電路其中, 為電網(wǎng)電壓，為逆變器各橋之間的輸出電壓，為并網(wǎng)電流，與、之間的關系如下：(43)其中電網(wǎng)可以看作是無限大的理想電壓源，在式（43）中，若濾波參數(shù)不變，主要是和、相關，作為系統(tǒng)的擾動量，作為系統(tǒng)輸入，我們就能夠列出和的關系如下： (44)圖43 LCL并網(wǎng)逆變器的控制模型經(jīng)過大量相關資料的研究和分析[2,8,12,20]，我們可以確定，以LCL濾波器的電容電流 作為內(nèi)環(huán)反饋量，電感電流作為外環(huán)的電流雙閉環(huán)控制策略能夠使得系統(tǒng)控制性能得到有效改善，而且這種方法避開了在LCL濾波電容上串接阻尼電阻給系統(tǒng)所帶來的弊端，更保證了LCL原有的良好濾波特性，也就是說，在這里運用以并網(wǎng)電流為外環(huán)LCL電容電流為內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略能夠滿足本系統(tǒng)在各方面的要求。如圖44所示是其系統(tǒng)結(jié)構：圖44 基于、的電流雙閉環(huán)控制策略為了抑制諧振尖峰增加系統(tǒng)阻尼，消除電流中的高頻開關諧波分量，在這里以電容電容電流作為內(nèi)環(huán)控制變量，以忽略系統(tǒng)控制精度的情況下使其滿足對穩(wěn)定性的要求。以電感電流作為外環(huán)控制變量，要有較高的穩(wěn)定性。綜上所述，以比例補償器補償器作為，以比例積分補償器作為補償器。根據(jù)圖44計算出電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)： （45），,，將這些關系式代入（45），得到系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)： （46）其中,，。 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網(wǎng)供電，所以控制器的設計中都要設置鎖相環(huán)節(jié)。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是PhaseLocked Loop,簡稱PLL。其作用是使得電路上的時鐘和某一外部時鐘的相位同步。因鎖相環(huán)可以實現(xiàn)輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤，所以鎖相環(huán)通常用于閉環(huán)跟蹤電路。鎖相環(huán)在工作的過程中，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來[18]。 在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術，因為通過鎖相環(huán)，可以使得不同的數(shù)據(jù)采集板卡共享同一個采樣時鐘。因此，所有板卡上各自的本地80MHz和20MHz時基的相位都是同步的，從而采樣時鐘也是同步的。因為每塊板卡的采樣時鐘都是同步的，所以都能嚴格地在同一時刻進行數(shù)據(jù)采集。鎖相環(huán)的基本結(jié)構：鎖相環(huán)路是一個相位反饋自動控制系統(tǒng)。它由以下三個基本部件組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）。其組成方框圖如圖45所示：圖45 鎖相環(huán)的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理： 1. 壓控振蕩器的輸出經(jīng)過采集并分頻； 2. 和基準信號同時輸入鑒相器； 3. 鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差，然后輸出一個直流脈沖電壓； 4. 控制VCO，使它的頻率改變； 5. 這樣經(jīng)過一個很短的時間，VCO 的輸出就會穩(wěn)定于某一期望值。 當電網(wǎng)電壓平衡時，電網(wǎng)電壓只存在正序分量，此時，兩相靜止αβ坐標系和同步dq坐標系中的實際電壓矢量和鎖相環(huán)輸出電壓矢量位置如下圖所示。實際電壓矢量以同步坐標系中d軸定向，顯然當鎖相環(huán)處于準確鎖相時，Vpll和V應該是完全重合的，即 。而在電網(wǎng)電壓相位突變瞬間，矢量Vpll和V位置必將產(chǎn)生差異，為此必須采取適當?shù)拈]環(huán)控制以使鎖相環(huán)的輸出滿足。圖46為SSRFSPLL矢量圖。圖46 SSRFSPLL矢量圖其中V實際電壓矢量Vpll鎖相環(huán)的輸出電壓矢量 實際電壓矢量的矢量角度鎖相環(huán)輸出的電壓矢量角度圖47 SSRFSPLL控制結(jié)構原理框圖理想的三相電網(wǎng)電壓及其對應的綜合矢量(abc坐標系下)： (47) (48)αβ坐標系電網(wǎng)電壓：(49)dq坐標系電網(wǎng)電壓： (410)上式中的輸出角頻率，由于完全捕獲相位后保持不變，故有。令輸入a相電壓相位，則上式轉(zhuǎn)化為： (411)將PI調(diào)節(jié)器接到V端，這樣就獲得了相位差的表達式，利用這個偏差就能實現(xiàn)系統(tǒng)的反饋控制，在相位差較大時，對輸入三相電壓進行鎖相的過程是一非線性過程，可以通過負反饋將V調(diào)節(jié)到足夠小，也就能使達到很?。划斚辔徊钶^小時，進行鎖相的過程可近似為線性過程，V的大小代表輸入電壓相位和輸出相位之間的差值，V經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后可視為誤差信號，與擾動角頻率相加后得到的角頻率，該角頻率經(jīng)過積分環(huán)節(jié)后得到最終相位。由于該系統(tǒng)是二型系統(tǒng)，故能實現(xiàn)系統(tǒng)無靜差地跟蹤西坡信號，即能使得輸出相位無靜差的復現(xiàn)輸入相位，實現(xiàn)相位的完全鎖定[9]。 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計基于LCL濾波的并網(wǎng)逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略[2]，該策略的優(yōu)點是電路結(jié)構簡單，可以使用較少的傳感器，控制器設計簡單，不足的地方是采用無源阻尼，會增加功率損失，尤其在大功率應用場合，電阻上的功率損耗會更多，并且可能導致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、額外增加的散熱設備，長期看來，成本不一定會減少。該單環(huán)控制策略是直接輸出電流控制，根據(jù)文獻[2]，并網(wǎng)逆變器LCL接口直接輸出電流控制無論采用P、PI還是PID控制，系統(tǒng)均不穩(wěn)定，該問題的直接解決方案是LCL串聯(lián)電阻，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，文獻[2]中已證明該方案的正確性。該單環(huán)控制策略采用PI調(diào)節(jié)器。下圖是基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖。圖48 基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型：圖49 基于無源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型計算PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)，根據(jù)文獻[2]得LCL濾波器的傳遞函數(shù)： （412）將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié): 又的數(shù)值很小，忽略不計，則F(s)化簡為： （413）進而可得被控對象的傳遞函數(shù)： （414）且已知PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為： 其中τ=hT整定為II型系統(tǒng)后為： （415）且典型II型系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為： （416）其中選定h，濾波器參數(shù)、C和的值，即可計算出K，然后可得即，且電容所串電阻為： （417） 以上為理論計算方法，仿真過程中各參數(shù)還需要適當調(diào)整，才能得到較好的濾波效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計區(qū)別于無源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略[9]，該控制策略采用雙閉環(huán)，在網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)的基礎上增加了濾波電容電流內(nèi)環(huán)，該控制策略采用有源阻尼，減少了功率損失，卻增加了傳感器數(shù)量，控制器的設計也較為復雜，但實驗結(jié)果表明，該控制策略能保證輸出電壓、電流的穩(wěn)定性，該策略是可行的下面介紹雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計。 網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)控制器的設計下圖是基于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器原理圖圖410 三相并網(wǎng)逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型：圖411 基于有源阻尼的線性系統(tǒng)控制電感電流外環(huán)的控制器的設計方法與單電流環(huán)中控制器的設計方法類似。 電容電流內(nèi)環(huán)控制器的設計由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內(nèi)環(huán)控制對象傳遞函數(shù)為：由于的數(shù)量級在，忽略不計，控制對象可簡化為：典型I型系統(tǒng)為：上述控制對象要整定為I型系統(tǒng)，可采用PI調(diào)節(jié)器：，且取為T和RC中較大的數(shù)，由于，取3,C=20uF，，則取=RC整定后的I型系統(tǒng)為：，又,且取KT=、動態(tài)響應較快，計算可得的值。 本章小結(jié)本章主要介紹了逆變器的系統(tǒng)控制框圖和輸出電流控制策略，并詳細分析了基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙閉環(huán)控制策略的原理以及兩種控制器的設計方法。 第5章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真驗證第5章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真驗證選定直流母線電壓800V，電網(wǎng)電壓380V/50Hz，總功率100kW,開關頻率選定為5kHz,可得輸出相電流峰值為10A，令為逆變器側(cè)濾波電感，為網(wǎng)側(cè)濾波電感，為濾波電容，為單環(huán)控制策略中電容所串電阻。根據(jù)前面所述參數(shù)計算方法，可得到：總電感約束值：且，又所以可取總電感為3mH，取又由于,且，可得，取?？傻弥C振頻率: 滿足約束條件: 進而可得單環(huán)控制策略中電容所串電阻:，可得整定后的并網(wǎng)電感電流外環(huán)傳函為：且典型II型系統(tǒng)為： 其中，由于開關頻率為5KHz，則T=，又取h=5時，動態(tài)響應適中，此時： 可得：，即： ，又 ，可得：。，計算得電容電流內(nèi)環(huán)的PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)： 為了驗證本文所敘述的LCL濾波器參數(shù)的設計方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達到所要求的穩(wěn)定性，，取濾波電感，濾波電容，單環(huán)控制策略中電容所串電阻，并網(wǎng)電感電流外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為,，濾波電容電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為，,單環(huán)控制策略的PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)與雙環(huán)中外環(huán)PI參數(shù)相同。下面分別對基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙環(huán)控制策略分別進行了仿真驗證，并對仿真波形進行比較，得到較好的控制策略。 基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路下圖是基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路：圖51 基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路（1）電網(wǎng)電壓波形圖52 電網(wǎng)電壓波形由于都是三相并網(wǎng)，且電壓、頻率相同，電壓是已確定的，所以兩種策略仿真所得電壓波形相同，都如上圖所示，仿真中設置A相初相位為0176。，B、C兩相一次相差120176。（2）輸出電流波形圖53 基于無源阻尼控制策略的仿真電流同時對仿真波形進行了傅里葉分析，分析如下圖圖54 基于無源阻尼控制策略的電流波形傅里葉分析 基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路下圖是基于有源阻尼的