【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 UGE= 10 V 的 UCE小 ,一 12 般而言 , UGE越大 , UCE越 小 ,通態(tài)功耗越小 ,所以一般希望有較高的柵極電壓以提高變換器的整機(jī)效率 。但是 ,過(guò)高的柵極電壓將對(duì)集電極電流 IC產(chǎn)生明顯影響 , UGE增加 , IC電流增加 ,如圖 6 所示 ,當(dāng)柵極電壓超過(guò)門限電壓后 ,集電極電流 IC 隨柵極電壓 U GE的增加而急劇上升 ,當(dāng)外電路發(fā)生嚴(yán)重過(guò)流或短路時(shí) ,集電極將承受較大電流的沖擊 ,而且沖擊電流越大 ,能承受電流沖擊的時(shí)間就越短 [ 1 ] 。所以柵極電壓低一些可減輕短路時(shí)大電流的沖擊 。 對(duì)于 I GB T 來(lái)說(shuō) ,柵極 發(fā)射極間電壓 UGE的最大允許值為 UGE=177。20 V 。綜合考慮并經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證 ,柵極正向驅(qū)動(dòng)電壓設(shè)定為 + 15 V 時(shí)效果較好 。 3. 2 柵極關(guān)斷反向電壓 I GB T 在關(guān)斷過(guò)程中 ,柵極與射極之間要加負(fù)偏壓 ,這樣有助于提高 I GB T 的抗干擾能力 ,加快 I GB T 的關(guān)斷 ,但反向偏壓的大小受 I GB T 柵極與發(fā)射極之間最大反向耐壓及最小控制電壓的限制 [ 1 ] 。 I GB T 在芯片形成時(shí) ,各電極之間存在分布電容 ,當(dāng)在柵源之間加負(fù)偏壓 ,使 I GB T 處于關(guān)斷 ,而 C E 兩端有變化的電壓時(shí) ,此電 壓經(jīng)電容形成充電電流 。當(dāng) U GE負(fù)偏壓較大時(shí) ,該電流還不足以使柵極電位升得太高 。而當(dāng) U GE負(fù)偏壓較小時(shí) ,柵極電壓將升高 ,并足以使 I GB T 導(dǎo)通 ,從而使 IC增大 ,從而造成誤導(dǎo)通 ,影響整個(gè)電路的工作 ,因此 , I GB T 關(guān)斷時(shí)要加 5 V 以上的負(fù)偏壓 。一般中等功率變換器反偏壓 5～ 6 V 即可 ,大功率變換器的 I GB T 一般可加 9～ 12 V 的反偏壓 。 3. 3 RG和 RGE的參數(shù)大小 由于 I GB T柵極輸入為電容型 ,靜態(tài)驅(qū)動(dòng)時(shí)幾乎沒(méi)有直流電流 ,其直流增益很高 。但工作在幾十千赫的開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí) ,為了防止柵極電容和驅(qū)動(dòng)電路的分布電感產(chǎn)生自激振蕩 ,一般要在柵極串聯(lián)消振電阻 RG,用來(lái)降低振蕩回路的 Q 值 ,破壞自激振蕩的條件。 I GBT柵極驅(qū)動(dòng)電壓的上升、下降速率對(duì) I GBT的開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程有著較大的影響 。在正常情況下 , I GB T 的開(kāi)通越快 ,損耗越小 ,所以柵極串聯(lián)電阻小有利于 IGBT的開(kāi)通 ,但在開(kāi)通過(guò)程中 ,開(kāi)通越快 , I GB T 承受的峰值電流越大 ,越容易導(dǎo)致 I GB T 的損壞 ,此時(shí)又應(yīng)增加電阻 RG以降低柵極驅(qū)動(dòng)上升速率 ,因此 , RG的大小應(yīng)綜 合考慮 ,對(duì)于輸出電流在 500 A 左右的 I GB T ,電阻RG取 2～ 3Ω 比較合適 [ 3 ] 。 當(dāng) I GB T 集電極在高壓下工作時(shí) ,為防止柵極受外界干擾造成誤觸發(fā)導(dǎo)通 ,應(yīng)在柵極和發(fā)射極之間并聯(lián)一個(gè)電阻 RGE,這個(gè)電阻應(yīng)緊靠柵極和發(fā)射極 ,并且電阻值不能太小 ,否則會(huì)造成柵極驅(qū)動(dòng)電壓不足和關(guān)斷過(guò)快 ,使集電極產(chǎn)生較高的尖峰電壓。此電阻一般為幾十千歐 。 IGBT 驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)能力的計(jì)算 13 我們?cè)谶x擇和設(shè)計(jì) IGBT 驅(qū)動(dòng)器時(shí)經(jīng)常會(huì)碰到一些問(wèn)題和不確定因素。部分原因是廠家對(duì) IGBT 描述的不夠充 分；另一方面是由于 IGBT 手冊(cè)中所給的輸入結(jié)電容 Ciss 值與在應(yīng)用中的實(shí)際的輸入結(jié)電容值相差甚遠(yuǎn)。依據(jù)手冊(cè)中的 Ciss值作設(shè)計(jì)，令許多開(kāi)發(fā)人員走入歧途。下面給出了不同功率等級(jí)的驅(qū)動(dòng)電路選擇和設(shè)計(jì)的正確計(jì)算的步驟 。 4． 1確定 IGBT 門極電荷以及門極電容 對(duì)于設(shè)計(jì)一個(gè)驅(qū)動(dòng)器來(lái)講，最重要的參數(shù)是門極電荷，在很多情況下， IGBT 數(shù)據(jù)手冊(cè)中這個(gè)參數(shù)沒(méi)有給出，另外，門極電壓在上升過(guò)程中的充電過(guò)程也未被描述。無(wú)論如何，門極的充電過(guò)程相對(duì)而言能夠簡(jiǎn)單地通過(guò)測(cè)量得到。因而要驅(qū)動(dòng)一個(gè) IGBT，我們最好使用 一個(gè)專用的驅(qū)動(dòng)器。除此之外，在設(shè)計(jì)中至少我們知道在應(yīng)用中所需的門極電壓（例如 177。15V） 。 首先，在負(fù)載端沒(méi)有輸出電壓的情況下，我們可以作如下計(jì)算。門極電荷可以利用公式計(jì)算： Q＝ ∫idt＝ CΔU 確定了 Q,我們可以用示波器觀測(cè)門極電壓，同時(shí)電壓的上升 ΔU 在測(cè)量中也能在示波器上清楚的觀測(cè)到。（見(jiàn)圖 1）利用公式 CIN＝ Q/ΔU。實(shí)際的輸入電容能夠通過(guò)計(jì)算得到。尤其要注意的是，在應(yīng)用中，實(shí)際的輸入結(jié)電容 CIN 在設(shè)計(jì)中是具有很大意義的。 Ciss 在折算中的經(jīng)驗(yàn)公式 在 IGBT 手冊(cè)中的電容值 Ciss，在實(shí)際電路應(yīng)用中不是一個(gè)特別有用的參數(shù)，因?yàn)樗峭ㄟ^(guò)電橋測(cè)得的，由于測(cè)量電壓太小而不能到達(dá)門極門檻電壓，在實(shí)際開(kāi)關(guān)中增加的內(nèi)部回饋效應(yīng)（ Miller 效應(yīng)）在測(cè)量中未被包括在內(nèi)。在測(cè)量電路中，一個(gè) 25V 的電壓加在集電極 ―C‖上，在這種測(cè)量構(gòu)架下，所測(cè)結(jié)電容要比 Vce＝ 0V 時(shí)要小一些。因此， Ciss 僅僅只能在 IGBT 互相作比較時(shí)使用。對(duì)于 SIEMENS 和 EUPEC 的 IGBT 而言，下面的經(jīng)驗(yàn)公式經(jīng)過(guò)驗(yàn)證是較為準(zhǔn)確可信的。 CIN＝ 5Ciss（ Ciss 可從 IGBT 手冊(cè)中得到） 驅(qū)動(dòng)功率的計(jì)算 在輸入結(jié)電容中存貯的能量可通過(guò)如下計(jì)算： W＝ 1/2*CIN*ΔU2 這里， ΔU 是門極上上升的整個(gè)電壓。比如，在 177。15V 驅(qū)動(dòng)電壓下， ΔU 是 30V。在每個(gè)工作周期，門極被充電二次。一個(gè) IGBT 所需的驅(qū)動(dòng)功率計(jì)算如下： P＝ fCINΔU2 如門極電荷先前已通過(guò)測(cè)量得到，則 P＝ fQΔU 這個(gè)功率是每個(gè) IGBT 驅(qū)動(dòng)時(shí)必須的，但門極的充放電是沒(méi)有能量損失的，這個(gè)功率實(shí)際上損失在驅(qū)動(dòng)電阻及外部電路中。 注意：這個(gè)功率是表示在電路中 實(shí)際需要的，而在驅(qū)動(dòng)電路中的其它損耗（包括供電電源損耗）不包含在內(nèi)。驅(qū)動(dòng)器中 DC/DC 變換器的總輸出功率在 concept 公司智能驅(qū)動(dòng)板說(shuō)明書中被標(biāo)明了，對(duì)于半橋電路驅(qū)動(dòng)器，由于總變換器功率被標(biāo)明了，因此總輸出功率的一半即是每個(gè)通道的功率。另外，還有一部分功率損失在驅(qū)動(dòng)電路元件中?？偣β蕮p耗通常是由一個(gè)靜態(tài)的、固定的損耗加上最終驅(qū)動(dòng)損耗組成。 Concept 驅(qū)動(dòng)板靜態(tài)損耗描述如下： IHD215/280/680 每個(gè)通道 IHD580FX 每個(gè)通道 IGD608/615AX 整個(gè)板 IGD508/515EX（無(wú)光藕元件） 14 在 IGD508/515 中，光藕的發(fā)送及接收所損失的功率應(yīng)被計(jì)算在內(nèi)。光藕接收器所用的 5V 電源是由外部 16V 供電電源線性變換得來(lái)，這部分的損耗應(yīng)該用＋ 16V 乘以電流計(jì)算，而不是用＋ 5V 計(jì)算。每個(gè)通道的靜態(tài)損耗也可通過(guò)測(cè)量得到，具體如下： 斷開(kāi)輸入側(cè)的電壓供應(yīng)（ DC/DC 變換器的逆流）， 16V 的電壓直接加在 Cs ， COM 腳兩端（等效副邊電容）。驅(qū)動(dòng)板在靜態(tài)時(shí)的消耗電流（沒(méi)有輸入脈沖時(shí)）同有脈沖工作時(shí)一樣，能夠直接從電路中的電流表讀出。 4． 4門極驅(qū)動(dòng)電流的計(jì)算 驅(qū)動(dòng)器的最大輸出電流必須大于等于實(shí)際所需的門極驅(qū)動(dòng)電流。計(jì)算公式如下： ΔU 是整個(gè)門極上升電壓，例如 177。15V 驅(qū)動(dòng)， ΔU＝ 30V。而 RG(min)則是電路中選擇的最小驅(qū)動(dòng)電阻。 4． 5驅(qū)動(dòng)板的選擇 選擇一個(gè)功率等級(jí)的驅(qū)動(dòng)板，必須注意一下幾點(diǎn)： 1） 驅(qū)動(dòng)板必須提供所需的功率； 2） 最大的輸出 電流必須大于等于實(shí)際所需的 IGBT 門極電流。 驅(qū)動(dòng)板輸入電流不能超過(guò)手冊(cè)中所標(biāo)注的最大電流，至少不能重復(fù)出超，特別在高門極電容（并聯(lián)電路）情形和較低工作頻率下，這一點(diǎn)尤其需要校核。對(duì)間隙性的脈沖同樣如此。在這兩種情況下，盡管平均電流（通過(guò)電流表測(cè)得）低于手冊(cè)中的規(guī)定值，但輸入電流的實(shí)際最大值仍有可能超過(guò) DC/DC 變換器的額定功率，為了作這種校核，我們可以在驅(qū)動(dòng)板的輸入電源與輸入電容之間加分流器或探針，用示波器進(jìn)行觀察測(cè)試。 注意：由于內(nèi)部有 DC/DC 變換器，驅(qū)動(dòng)板的輸入電流紋波，可以通過(guò)在副邊加低電感電容和選擇低 ESR 方式就近驅(qū)動(dòng) IGBT 以減少引線長(zhǎng)度來(lái)降低。 4． 6計(jì)算實(shí)例 對(duì)于 200A的 IGBT模塊 ,選擇 EUPEC公司的 BSM200GB120DN2,工作頻率在 8KHZ. 第一個(gè)參數(shù)門極電荷測(cè)量波形如圖一所示 ： 15 Q 及 ΔU 值通過(guò)示波器可測(cè)得： Q＝ 2150nAs ΔU=30V 所需的驅(qū)動(dòng)功率： P＝ f*Q*ΔU=8*2150*30= 接下來(lái)，加上 的內(nèi)部功耗 += 8K 頻率下驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部開(kāi)關(guān)損耗 可以忽略不計(jì)。當(dāng)門極電壓低于 177。14V 而不是177。15V時(shí)，同樣依據(jù)以上計(jì)算。這樣在設(shè)計(jì)中留有一定的余量也是十分有益的。 如 RG =,那么 這種情況下，我們最終選擇了 IHD280 半橋電路驅(qū)動(dòng)板，其典型參數(shù)是：內(nèi)部 DC/DC變換器功率為 2W,每個(gè)通道 1W，最大的驅(qū)動(dòng)能力是 8A.。 IGBT 驅(qū)動(dòng)器的分析與選擇 I GB T 即絕緣門極雙極晶體管 ( Isolated Gate Bipolar Transistor) ,是 80 年代出現(xiàn)的新型復(fù)合器件 . 它集 MOSF ET 和 GTR 優(yōu)點(diǎn)于一身 ,既具有輸入阻抗高、速度快和熱穩(wěn)定性好的特點(diǎn) ,又具有通態(tài)電壓低、耐壓高和承受電流大等優(yōu)點(diǎn) ,因此倍受青睞 。 尤其是在電機(jī)控制 ,中頻和開(kāi)關(guān)電源以及要求快速、低損耗的領(lǐng)域發(fā)展迅速 .IGB T 是通過(guò)對(duì)基極電流的控制來(lái)控制其集電極電流通、斷的電流放大型開(kāi)關(guān)元件 . 工作條件合適時(shí) ,其工作頻率可高達(dá) 20 k Hz. 但在應(yīng)用 I GB T 的過(guò)程中 ,發(fā)現(xiàn)了一系列問(wèn)題 ,如過(guò)電流保護(hù) 、 過(guò)電壓保護(hù)和驅(qū)動(dòng)問(wèn)題 . 如果沒(méi)有一個(gè)正確的驅(qū)動(dòng)電路 ,沒(méi)有一定的合理的保護(hù)措施 ,要在如此高的頻率下工作是不可能的 . I GB T 對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的要求 由于 IGB T的輸入特性幾乎與 MOSF ET 相同 ,所以 MOSF ET 的驅(qū)動(dòng)電路同樣適用于 IGBT. 但是 I GBT畢竟不同于 MOSF ET ,它對(duì)驅(qū)動(dòng)電路有如下要求 。 . 1 能提供適當(dāng)?shù)恼⒎聪蜷T極電壓 為使 I GB T 穩(wěn)定工作 ,一般要求雙電源供電 . 所以驅(qū)動(dòng)電路要求采用正反偏壓的兩電源形式 .。 門極驅(qū)條件與器件特性的關(guān)系如表 1 所示 表 1 門極驅(qū)動(dòng)條件與器件特性的關(guān)系 在 IGBT導(dǎo)通期間 ,輸出漏電流 ID受門極電壓 UGS控制 . UGS越高 , ID越大 . 通態(tài)電壓 UDS(on) = UJ 1+ Udr+ IDRch,即 UGS越高 ,UDS(on) 越小 . I GB T門極驅(qū)動(dòng)電路如圖 1所示 : 16 圖 1 門極驅(qū)動(dòng)電路 以日本富士公司的 2 MB150 060型的 IGBT模塊為例 ,1000V的 IGBT的通態(tài)壓降約為 2～ 3 V, 管耗較小 ,當(dāng) UGS增加時(shí) , I GBT的開(kāi)通能量損耗下降 ,但是 UGS不能隨意增加 ,否則對(duì)負(fù)載短路能力及 dUDS/ dt電流有不利的影響 . 因此選擇適當(dāng)?shù)?UGS即能充分利用 IGBT又不至于損壞它 . 通常選 正偏壓為 12～ 15V .當(dāng) IGBT關(guān)斷期間 , 管中的存儲(chǔ)電荷難以迅速消除 ,造成漏極電流較長(zhǎng)時(shí)間的尾部時(shí)間 ,在門極電路中形成一些高頻振蕩信號(hào) ,使本該處于截止?fàn)顟B(tài)的 I GBT2處于開(kāi)通狀態(tài) . 所以在關(guān)閉 I GBT時(shí)需加反向門極電壓 ,使其可靠關(guān)斷 .一般取反向偏壓為 2～ 10V . 5． 1. 2 信號(hào)應(yīng)有足夠的功率 驅(qū)動(dòng)電路輸出的信號(hào)是作用于 IGBT的門極 G和源極 S之間的 .而 G與 S之間可近似看成一個(gè) PN結(jié) ,它有一個(gè)安全工作區(qū) ,驅(qū)動(dòng)信號(hào)必須處于該區(qū)域 . 當(dāng) UGS很小或?yàn)榱銜r(shí) , I GBT的 D與 S之間加很大 的電壓時(shí) IGBT才能開(kāi)通 .這種硬開(kāi)通會(huì)導(dǎo)致 I GB T 較大的開(kāi)關(guān)損耗 ,影響 I GB T 的開(kāi)關(guān)頻率與輸出能力 . 因此 ,為使合格元件都能正常工作 ,驅(qū)動(dòng)信號(hào)可以大于門極規(guī)定的電壓、電流 ,并留有一定的余量 。 5． 1. 3 信號(hào)應(yīng)具有一定的前沿陡度和寬度 I GB T 的門源特性呈電容性 ,與開(kāi)關(guān)速度有關(guān) . 要求驅(qū)動(dòng)器必須有承受足夠瞬時(shí)電流的能力 ,從而使開(kāi)關(guān)損耗降至最低 . 選用低電阻 RG的驅(qū)動(dòng)源對(duì)門極電容充放電 ,保證門極控制電壓 UGS有足夠陡峭的前沿 . 另外 ,過(guò)短的開(kāi)關(guān)時(shí)間會(huì)造成主回路過(guò)高的尖峰電 流給控制回路造成干擾 。 5． 1. 4 驅(qū)動(dòng)電路必須與主電路隔離 I GB T 工作在高頻交流信號(hào)下與電網(wǎng)相連 ,而控制回路受低信號(hào)控制 ,因而要求控制回路與主電路隔離 ,這樣保證設(shè)備和人身的安全 . 為了保證驅(qū)動(dòng)電路和主電路之間信號(hào)傳輸?shù)臅惩o(wú)阻 ,常采用光電耦合和變壓器耦合方式 . 5． 1.