【正文】 參考文獻(xiàn) 參考文獻(xiàn)[1] 陳清泉，孫迎春，[M]. 北京: 北京理工大學(xué)出版社，2002.[2] [J].長沙通信職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報，2006.[3] 任凌，王志強(qiáng)，李思揚(yáng)。主要應(yīng)用在交通運(yùn)輸，通信，電力，鐵路，礦山，港口等國民經(jīng)濟(jì)各個部門，是社會生產(chǎn)經(jīng)營活動中不可缺少的產(chǎn)品。同時整個系統(tǒng)還增加了多種保護(hù)電路措施，安全性符合車用設(shè)備的通用規(guī)范。設(shè)計的充電系統(tǒng)用了電壓回路和電流回路的雙閉環(huán)控制, 能夠?qū)崿F(xiàn)鉛酸蓄電池快速無損傷充電的需求。 變壓器改進(jìn)后輕載模式下原副邊電壓電流波形 改進(jìn)變壓器后的原邊電壓電流波形圖由以上兩圖可以看出電壓波形和電流波形相位一致性較好，開關(guān)管的波形與理論上分析的完全一致，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間電壓尖峰較小，說明變壓器的漏感較小，功率轉(zhuǎn)換的損耗小?？梢钥闯?，在MOS管導(dǎo)通期間，電感電流的三角波上升，電感存儲能量；在MOS管關(guān)斷期間，電感電流的三角波下降，電感釋放能量，結(jié)合PFC控制芯片ICE2PCS01，最后很好的實現(xiàn)了平均電流模式控制的Boost型功率因數(shù)校正?？梢钥闯鲈谠摃r刻，滿載時的功率因數(shù)校正波形，開關(guān)管在輸入電壓電流工頻過零點是完全處于截止?fàn)顟B(tài)的，PFC電感處于電感電流連續(xù)的工作模式，這樣保證輸入電流很好的跟隨輸入電壓成為正弦波，電路具有很高的功率因數(shù)。可以看出在該情況下，電感電流處于臨界連續(xù)模式，且電感電流的包絡(luò)變化跟蹤于交流市電輸入電壓經(jīng)過整流后輸出的電壓包絡(luò)信號，達(dá)到了PFC校正的目的。20%的寬范圍交流電源作為輸入電源，并用6節(jié)120AH的鉛酸蓄電池串聯(lián)進(jìn)行帶載試驗，、。達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計目的。針對不控整流電路的這種缺點，在整流電路和電容之間接入有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)，并對控制電路進(jìn)行設(shè)計。如下式: ()死區(qū)時間的設(shè)定為: ()當(dāng)設(shè)定電路振蕩頻率為50kHz, 死區(qū)時間為3時, 該部分元件參數(shù)的取值為, , 。 控制保護(hù)電路圖: 將電阻分壓獲取的輸出電壓信號以及電流霍爾傳感器采集的輸出電流信號送至SG3525的誤差放大器的反相輸入端, 由其產(chǎn)生兩路PWM方波信號, 6N137對該方波信號光耦隔離, 并送至FAN7390進(jìn)行功率放大和波形轉(zhuǎn)換, 以驅(qū)動半橋變換器。原邊12匝，副邊8匝，(原邊21根并繞，副邊17根并繞)；繞制工藝采用原副邊交叉繞(兩段式全包)，可實現(xiàn)變壓器的緊密耦合，減小漏感。由于初級繞組與次級繞組的匝數(shù)比為 ()因此得到次級繞組匝數(shù)匝, 則最終取為8匝。(2) 變壓器繞組匝數(shù)的計算初級繞組匝數(shù)的計算為 ()其中 ()為變壓器初級輸入電壓幅值，單位為； 為初級輸入脈沖電壓寬度，單位為。25%，其具體的計算過程如下：(1) 變壓器的設(shè)計輸出能力 ()其中，電流密度，視在功率, 窗口使用系數(shù)，最大磁通密度選為。參考有關(guān)的資料，選用軟磁鐵氧體PM87磁芯，材質(zhì)為南京新康達(dá)公司的LP3材料(或用TDK公司的PC40材料代替)，磁導(dǎo)率為2300177。 半橋變壓器的參數(shù)設(shè)計由220V的交流輸入經(jīng)過前級的APFC變換電路后，得到380V輸出電壓，同時該輸出電壓也是后級DCDC變換的輸入電壓。 將已知的數(shù)據(jù)帶入上式，可得 ()由于濾波電容的電容量和耐壓能力有限，因此常把多個濾波電容串并聯(lián)使用。根據(jù)能量守恒原理，在某一額定的輸出電壓范圍內(nèi)母線輸出濾波電容限壓下跌放出的能量，即為在半個開關(guān)周期內(nèi)總的輸出功率。為防止電感量下降得過小，此處電感量取值為60uH左右。代數(shù)據(jù)入上面到濾波電感計算公式，則得L=21uH。 由此，流過電感的最大電流，其中為輸出電壓。下面分別介紹LC濾波回路中電感電容的設(shè)計方法。濾波電感L1的作用是使負(fù)載電流的波動減小，濾波電容C5的作用是使輸出電壓的紋波減小。同理，由D4，R4，C8對Q2的關(guān)斷過程進(jìn)行保護(hù)。設(shè)允許的輸入電壓下降量為dV(一般選為最小輸入電壓的10%)，產(chǎn)生該壓降的等效平頂脈沖電流為，這樣所需阻斷電容值可簡單的通過下式得到 ()將已知數(shù)據(jù)帶入上式，可得該電容的取值為14uF 左右。電流流過時，該電容被充電，這部分充電電壓使初級平頂脈沖電壓有所下降，由于該電容占用一部分電壓，使次級電壓降低，使獲得同樣輸出電壓所需的導(dǎo)通時間延長。在半橋變換器中，若C2和C6節(jié)點處電壓不能精確到電源電壓的一半，則Q1導(dǎo)通時初級承受的電壓將與Q2導(dǎo)通時的不相等，磁通會沿磁滯回線正向或者反向持續(xù)增加使磁芯飽和，損壞開關(guān)管。(3) 防止磁通不平衡的阻斷電容的選擇電容C3是為了避免磁通不平衡問題而設(shè)計的。在輸入直流電壓最小時，電壓為時的輸入功率為 ()其中為初級電流脈沖等效為平頂脈沖后的峰值，為 ()(2) 半橋變換器功率管的選擇本設(shè)計中，采用半橋式拓?fù)洌_關(guān)管Q1和Q2上的電壓即為變換器的輸入電壓，有下式成立： ()二極管D2和D6 上的電壓為： ()整流二極管D3和D5上的電壓為： ()流過開關(guān)管的最大電流值： ()注：上式中為負(fù)載電流，為變壓器原邊漏感。圖 半橋變換電路的設(shè)計(1) 初級電流、輸出功率、輸入電壓之間的關(guān)系設(shè)半橋變換器的效率為90%，則有。整機(jī)性能的好壞、質(zhì)量優(yōu)劣、成本高低在很大程度上取決于該逆變橋路。二極管和的最大電流值為。如果開關(guān)管或的導(dǎo)通時間超過，則在電感負(fù)載時，電壓的波形變成為的方波，電流變成為正、負(fù)面積對稱的三角波，并不再受開關(guān)管和導(dǎo)通時間變化的影響。由此可知，在感性負(fù)載時開關(guān)管和、二極管和是輪流導(dǎo)通的。于是電壓變負(fù)。如果輸出端接的是電感負(fù)載L，則電感L的電流為三角波。的幅值，頻率等于逆變器的開關(guān)頻率，即，為逆變器的開關(guān)周期。當(dāng)開關(guān)管V2導(dǎo)通時，則。而A點的電位則取決于開關(guān)管V1和V2的工作情況。它是由兩個容值相等的電容C1和C2構(gòu)成一個橋臂，開關(guān)管V1和V2及反向并聯(lián)二極管D1和D2構(gòu)成另一個橋臂，兩橋臂的中點A和B為輸出端，可以通過變壓器Tr變壓輸出，也可以由這兩端直接等壓輸出。在220VAC跨越頻率fv處為18Hz，相移56176。對100Hz紋波的增益。考慮到輸出電壓中包含著頻率為2倍輸入頻率的紋波，因此設(shè)計的補(bǔ)償電路的頻率響應(yīng)帶寬應(yīng)遠(yuǎn)小于100Hz，用來抑制100Hz左右的紋波。例如對于50Hz AC線路輸入，PFC電壓環(huán)帶寬通常設(shè)置在20Hz以下。CCM工作方式固有的升壓變換器中的占空比表達(dá)式如下： ()正弦參考信號僅在Doff間隔內(nèi)獲得，控制電壓Vp送到PWM方框中去控制平均升壓電感電流，因此傳輸函數(shù)G2(s)表達(dá)式如下： ()而功率級的傳輸函數(shù)G3(s)的定義如下： ()在以上幾個等式中，Vout為PFC校正之后的直流輸出電壓，Iout為直流輸出電流，IAVE為電感電流的平均值。 誤差放大器的補(bǔ)償回路其傳輸函數(shù)如下： ()此處為OTA1的跨導(dǎo)增益，典型值為42uS。 電流環(huán)的一對極點和相角(5) 電壓補(bǔ)償環(huán)路的設(shè)計，共有四個方框，其中包括誤差放大器G1(s)，IC的PWM調(diào)制器G2(s)，升壓變換器的功率級G3(s)及反饋檢測G4(s)。(176V AC)及15kHz及40176。在本設(shè)計中，補(bǔ)償電容取值為時， 其Gc(s)。因而得到，取。則電流環(huán)的開關(guān)增益為： ()補(bǔ)償電容不斷充放電，從而得到電流信號的平均值，因此其充放電頻率一定要小于開關(guān)頻率。M1為非線性增益的方框輸出，M1max=。Cp為Ip端的電容，gOTA2為誤差放大器OTA2的跨導(dǎo)增益。用間接正弦波檢測方法的ICE2PCS01集成了電流調(diào)整器環(huán)路，方框圖如下。在實際的應(yīng)用中，開關(guān)頻率選擇在20kHz到200kHz之間，在本設(shè)計中，開關(guān)頻率選為67kHz，由芯片的設(shè)計手冊可得，外部設(shè)定頻率的電阻值應(yīng)該選為70k。電路中,分別取為，(可調(diào)電位器)。同時3腳外接限流電阻防止電流過沖。ICE2PCS01的控制電路中主要外圍參數(shù)設(shè)計如下：(1) 電流檢測電阻的選擇主電路上檢測電阻上的負(fù)壓降必須維持在一個比較低的值，保證產(chǎn)生的信號能夠避免受干擾，同時也不至于造成太大的能量損失。與傳統(tǒng)連續(xù)導(dǎo)通型PFC方式相比，它不用直接從AC線路檢測正弦信號作為參考信號，采用平均電流控制方式實現(xiàn)單位功率因數(shù)。在具體的電路設(shè)計中，控制芯片選用ICE2PCS01。 ()式中，——保持時間，電網(wǎng)斷電后要求電容在時間內(nèi)電壓不低于一定值；——直流輸出電壓；——要求電網(wǎng)斷電后，在保持時間內(nèi)電容電壓的最小值；根據(jù)計算，Boost輸出電容容量為3700uF，由5個750uF/450V的電解電容并聯(lián)組成。(3) Boost輸出電容的選擇Boost輸出電容一般用于DCDC變換器供電，它主要有兩個功能：① 濾除由于器件高頻開關(guān)動作造成的直流電壓的紋波；② 當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化，如交流電源斷開，在PFC的慣性環(huán)節(jié)延遲時間內(nèi)，將輸出直流電壓波動維持在可接受的范圍內(nèi)。當(dāng)輸入電壓最低時輸入最大電流，有： (）在電流紋波和峰值電流之間最好的妥協(xié)辦法就是允許電感電流有20%的紋波，即： (）則Boost電感峰值電流為： (）電感電流最大峰值時占空比為： (）所需要的升壓電感值為： (）(2) 功率因數(shù)校正開關(guān)管的選擇在本課題設(shè)計的PFC主電路中，開關(guān)管承受的最大直流電壓為。 采用ICE2PCS01的BOOSTPFC變換電路(1) Boost升壓電感的設(shè)計本設(shè)計的目標(biāo)為。采用英飛凌先進(jìn)的APFC控制芯片，通過對電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的精確控制，實現(xiàn)APFC校正的目標(biāo)。輸入市電電壓Ui(220VAC177。 V~ V(典型值)； V(典型值, V時)；℃~150℃； 100032 Class D標(biāo)準(zhǔn)的諧波分量要求。 芯片技術(shù)特性：；2. 50 kHz~250 kHz可調(diào)頻率范圍； kHz時,最大占空比為95%(典型值)； V177。芯片結(jié)構(gòu)如圖 ICE2PCS01芯片結(jié)構(gòu)圖 ICE2PCS01引腳功能表引腳引腳符號引腳功能 1 GND 接地 2 ICOMP 電流循環(huán)補(bǔ)償 3 ISENSE 電流意義上的輸入 4 FREQ 交換頻率設(shè)置 5 VCOMP 電壓循環(huán)補(bǔ)償 6 VSENSE 輸出電壓反饋輸入 7 VCC 集成電路供應(yīng)電壓 8 GATE 門開輸出