【正文】 Boost PFC主電路主要參數(shù)的設計本設計的大功率有源功率因數(shù)校正電路采用兩級PFC電路結構通過分別實現(xiàn)對輸入電流整形和輸出電壓快速調節(jié)，使電源具有良好的性能，其總諧波失真度小于5%，功率因數(shù)高達98%，而且容易進一步優(yōu)化DC/DC變換級電路。20%)經過整流濾波，進入PFC校正部分，經過Boost升壓電感、MOSFET斬波電路，將其轉換為輸出電壓380V的直流電壓。下面將分別介紹電路中主要元件的設計方法。確定輸入電流的最大峰值：峰值功率等于2倍的平均功率，即。考慮安全裕度，功率開關管選用MOSFET, 型號FCH47N60，其指標為47A/600V。開關動作造成的紋波頻率一般比較高，只需要較小的電容就可以滿足第一項的要求，第二項要求與負載功率變化的大小、輸出直流電壓、輸出紋波電壓和保持時間△t等因素有關，其中保持時間一般取15ms—50ms?；诒疚牡脑O計指標，選擇工作于連續(xù)調制模式下的平均電流型升壓式APFC電路來實現(xiàn)較為合適。ICE2PCS01給出了一種全新的連續(xù)導通型(CCM)的控制方式和全新的控制電路。CCM模式PFC專用控制器ICE2PCS01具有以下的應用特點：① ICE2PCS01僅有8個管腳，所需外圍元件少；② 開關頻率為50～250kHz可調，僅由一個外接電阻來確定；③ 無直接饋入芯片的正弦波參考信號；④ 增強的動態(tài)響應，一旦輸出電壓超出正常值的5%，控制器電路將跳過慢補償運算放大器，直接作用于內部非線性增益塊而影響占空比，使輸出電壓能夠在短時間內恢復到正常值；⑤ 高效的軟啟動功能；⑥ 具有多項保護功能，如開環(huán)保護、輸出電壓保護、交流電源欠壓保護、峰值電流限幅及軟過電流限幅等。輸入單相交流電壓范圍為176～264V, 輸出直流電壓為380V。所以在電路中有： ()將已知參數(shù)帶入，可得為，實際電路中選用兩個的電阻并聯(lián)得到。(2) 分壓電阻,的選擇當輸出電壓額定時，6腳電壓應為參考電壓3V, 由輸出電壓經分壓后得到，如本電路中需滿足： ()為了避免分壓電阻上不必要的損耗，其阻值應該較大。(3) 開關頻率的選擇對于功率開關的切換頻率并沒有一定的標準，一方面開關頻率必須足夠高以減小主功率電路的體積，降低失真度；另一方面，為了維持一定的轉換效率，開關頻率又必須足夠低。(4) 電流環(huán)調整率及其補償設計該部分電流補償及下一部分的電壓補償目的不僅是確保在窄的帶寬下實現(xiàn)功率因數(shù)校正，還要給出足夠的相移區(qū)域，以確保功率因數(shù)校正部分在整個工作范圍內能穩(wěn)定工作。 電流環(huán)的控制方框電路在上方框圖中，平均電流的傳輸函數(shù)如下： ()此處，K1為設計常數(shù)，是PFC電路的工作頻率。對于平均電流型的控制。 非線性增益特性圖由于平均電路的角頻率fAVE必須低于開關頻率fSW，所以有： ()由于跨過整個電壓環(huán)的固有頻率fv的遠離于fAVE以下，因此平均電流的傳輸函數(shù)可簡化為： ()傳輸函數(shù)Kc(s)和KBoost(s)如下： () ()由數(shù)據(jù)手冊可知，此處的KFQ為一設計常數(shù)，L是升壓電感，M1及M2是非線性增益輸出。所以需滿足： ()式中，為內部跨導運算放大器的增益，芯片典型值為。同時根據(jù)電流調整環(huán)路方框有： ()由以上各式，可以得到PWM的調制函數(shù)為： ()此處，K2為設計常數(shù)，在Vp=。定義電流環(huán)的穩(wěn)定區(qū)所需要的Fc遠小于開關頻率Fs，整個跨越頻率及相移區(qū)為2kHz及85176。(264V AC)。圖 電壓環(huán)的方框電路其中的反饋方框G4(s)是一個簡單的電阻分壓器，用于監(jiān)視大Bulk電容上的輸出電壓，在本設計中，有： ()誤差放大器補償電路G1(s) 。由補償環(huán)路決定的一個極點和一個零點表達式如下： () ()極點和零點在整個環(huán)路的調整采用跨越整個100Hz以下的頻率，并為環(huán)路的穩(wěn)定建立起足夠的相移區(qū)域。合并上面所有的方框，整個電壓環(huán)的閉環(huán)增益為： ()由于功率因數(shù)校正的需要，固有的PFC動態(tài)電壓環(huán)補償總是采用低帶寬來執(zhí)行。補償電路R8，C9，C10的選取都應使環(huán)路增益及相移區(qū)域達到最佳化。參考內部跨導運放的傳輸函數(shù)G1(s)及芯片典型的跨導增益值，最終確定的補償參數(shù)如下：，此時帶寬為。在上述的電壓補償網(wǎng)絡下。 電壓環(huán)在220VAC時的一對極點和相角 半橋式DCDC變換器的設計 半橋式變換器的工作過程分析半橋式PWM DCDC轉換器，是由半橋式逆變器、高頻變壓器、輸出整流器和直流濾波器等組成的。因為電容C1和C2容量較大，故其電壓是比較穩(wěn)定的，中點B的電位基本不變。當開關管V1導通時，則。所以變壓器次級的空載電壓為一個脈沖寬度小于或者等于的交流方波電壓，其脈沖寬度等于，為開關管V1或者V2的導通時間。 圖 半橋式PWM逆變器的主電路 圖 半橋變換器工作電路主波形 所示，如果輸出端接的是電阻負載，則負載電流的波形和輸出電壓的波形相同，其幅值。在開關管或者導通期間，在電壓的作用下，電流線性增加，其最大值，是開關管和的導通占空比，開關管關斷后，電流維持原來的方向流動，故變壓器的初級電流經過二極管續(xù)流。在此電壓的作用下，電流下降，下降的速度與增加的速度相同。由于的續(xù)流，電壓和上形成一個負的面積，如圖中的陰影部分所示，此情形和推挽式PWM逆變器相似。其半橋變換器工作過程中的基本變換關系如下所述：假設開關管或的導通時間為，則占空比，在電感電流連續(xù)時輸出電壓表達式為 ()開關管和上的電壓為 ()二極管和上的電壓為 ()整流二極管和上的電壓為 ()濾波電感電流的平均值就是負載電流，即 ()的脈動頻率是開關頻率的兩倍，即 ()流過整流二極管和的最大電流值為 ()是電感電流的脈動量，為 () 故 ()因為和就是流過變壓器次級繞組的電流，如果忽略變壓器的漏磁電流，那么變壓器初級繞組電流的最大值為： ()流過變壓器初級繞組的電流最大值也就是流過開關管電流的最大值。 功率電路的設計半橋式DC/DC變換器是該充電電源的關鍵部分，同時也是難點所在。該部分的主要設計任務是：選擇頻率，選擇功率管，次級整流元件選擇，濾波回路設計等。電源輸入電壓最低時，輸入功率等于初級電壓最小值與對應的初級平均電流的乘積。由以上計算分析，功率管Q1和Q2選擇型號為FCH47N60的MOS管，它可承受600V的電壓和47A的電流，整流二極管選擇型號為MRB40250的肖特基管，其正向平均電流為40A，反向耐壓最大為250V。磁通不平衡在初級置位伏秒數(shù)與復位伏秒數(shù)不相等時發(fā)生的。為了避免這個直流分量的存在，可在初級串聯(lián)小電容值的直流阻斷電容。一般希望盡可能使初級脈沖電壓保持為平頂波。(4) 吸收回路及濾波回路的設計為解決關斷時器件的過壓問題，R1，C4組成RCD緩沖器，通過減緩Q1漏源極電壓的上升速度使下降的電流波形與上升的電壓波形之間的重疊盡量小，以達到減小開關管損耗的目的。在輸出整流二極管之后采用LC濾波電路減小輸出電流電壓紋波。當負載突減時，濾波電容儲能；負載突增時，電容C5上的儲能首先向負載補充能量，以減小輸出電壓的峰峰值。① 濾波電感的設計輸出濾波頻率是, ，則濾波電感的計算公式為 ()或 ()其中，為輸出電壓，為變壓器的輸入電壓，為變壓器的匝數(shù)比，為二極管和電感上的壓降。紋波電流，則峰值電流為?！?，這里取為L=，由于直流磁化的影響，隨著電流的增加電感量急劇下降。② 輸出濾波電容的選取假設濾波電容C5的大小必須保證每半個開關周期內，母線電壓下跌不超過某一額定值，在此處設計下跌不超過10%額定輸出電壓。即 ()式中，為最小輸出電壓，為最大輸出功率，為半橋變換器的開關頻率。最終設計的輸出濾波電容C5由三個100uF/250V的濾波電容并聯(lián)使用。在變壓器的作用下，原邊電壓是190V, 副邊輸出電壓是109V，設計變換器的工作頻率為50kHz。25%，電感系數(shù)為18000nH177。變壓器的實際輸出能力，故該磁芯滿足設計要求。為了保證足夠的脈寬，本設計取=12匝。制作中選用軟磁鐵氧體PM87磁芯，材質為南京新康達公司的LP3材料。 控制保護電路控制保護電路主要完成3個功能: （1) 控制充電系統(tǒng)按照當前的設定的輸出電壓電流值產生占空比可變的PWM波, 對開關管進行驅動, 實現(xiàn)功率變換； （2) 當出現(xiàn)過壓、欠壓、過流、過溫等故障時, 控制充電電源的主回路停止工作, 從而將電源的損壞程度控制在最小范圍；（3) 在充放電過程中,對相應的電壓、電流、溫度等參數(shù)實時顯示。該部分的設計中主要涉及到以下關鍵技術:振蕩頻率及死區(qū)時間的設置：參考SG3525的有關設計資料,SG3525振蕩電路的輸出是頻率減半的互補方波信號, 該充電系統(tǒng)的設計中, 后級電路的變換頻率設計為50kHz, 故SG3525正當電路的工作頻率設置為100kHz。 驅動信號產生電路圖 電調試及其波形分析 4電調試及其波形分析 PFC校正電路上電調試及其波形分析由于普通高頻開關電源在整流環(huán)節(jié)采用以二極管為整流元件的橋式不控整流電路，該電路的固有缺點是其供電不可避免的帶來功率因數(shù)低下和諧波干擾問題，導致電網(wǎng)受污染、電能浪費、低壓控制電路受到諧波干擾等。通過此項設計提高原整流電路的功率因數(shù)，以實現(xiàn)高效率、高性能、具有諧波抑制能力。 電感電流臨界模式下的PFC波形 電感電流在CCM模式下的PFC波形 電感電流波形和DS導通電壓的關系為驗證PFC設計的效果，采用220V177。(5A輸出)時的電感電流和MOS管DS極的電壓波形。(50A輸出)時的電感電流和MOS管的DS極的電壓波形。DCDC半橋變換電路是該充電系統(tǒng)的核心，半橋變壓器兩端的電流電壓波形是評價其性能好壞的重要標志，、。 結論 5結論本文主要介紹了一種鉛酸蓄充電系統(tǒng)的設計過程，包括對蓄電池充電方法的研究和充電系統(tǒng)的設計。充電電源采用功率因數(shù)校正以及隔離變壓調制的方式，具有體積小、重量輕、可靠性高、整機變換效率高、對供電電網(wǎng)干擾小等特點。綜上, 鉛酸蓄電池是目前世界上廣泛使用的一種化學電源，該產品具有良好的可逆性，電壓特性平穩(wěn)，使用壽命長，適用范圍廣，原材料豐富及造價低廉等優(yōu)點。隨著我國電動汽車示范運行的大規(guī)模開展以及電動汽車產業(yè)化的推進, 該快速充電系統(tǒng)具有很強的應用價值和廣泛的市場前景。有源功率因數(shù)校正技術及發(fā)展趨勢[J].電源技術應用，2005.[4] [J].電池，2005年8月.[5] [D].南京: 南