【正文】 ou 的幅值 ? ? ? ?oio UUWWU ?? 12 ， ou 頻率等于逆變器的開關(guān)。當(dāng)開關(guān)管 V2導(dǎo)通時(shí)，則 iAB Uu ?? 。 iB UU 21? ，而 A點(diǎn)的電位則取決于開關(guān)管 V1和 V2 的工作情況。如下圖 所示為半橋式逆變器的主電路，它是由兩個(gè)容值相等的電容 C1和 C2 構(gòu)成一個(gè)橋臂，開關(guān)管 V1和 V2 及反向并聯(lián)二極管 D1和 D2 構(gòu)成另一個(gè)橋臂，兩橋臂的中點(diǎn) A和 B為輸出端，可以通過變壓器 Tr 變壓輸出，也可以由這兩端直接等壓輸出。 。 在上述的電壓補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)下，電壓環(huán)的增益幅度及相移區(qū)域在 220VAC 滿載條件下示于圖 。參考內(nèi)部跨導(dǎo)運(yùn)放的傳輸函數(shù) G1(s)及芯片典型的跨導(dǎo)增益值，最終確定的補(bǔ)償參數(shù)如下： uFC 110? ， uFC ? ， ?? kR 108 ，此時(shí)帶寬為 ， ?? ) ZH（ 。補(bǔ)償電路 R8， C9，C10的選取都應(yīng)使環(huán)路增益及相移 區(qū)域達(dá)到最佳化。 合并上面所有的方框，整個(gè)電壓環(huán)的閉環(huán)增益為： ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?sGsGsGsGsG V 4321 ???? () 由于功率因數(shù)校正的需要，固有的 PFC 動(dòng)態(tài)電壓環(huán)補(bǔ)償總是采用低帶寬來執(zhí)行。由補(bǔ)償環(huán)路決定的一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)表達(dá)式如下： 10821CRfcz ?? () 109109821CCCCRfcp??? () 極點(diǎn)和零點(diǎn)在整個(gè)環(huán)路的調(diào)整采用跨越整個(gè) 100Hz 以下的頻率，并為環(huán)路的穩(wěn)定建立起足夠的相移區(qū)域。 誤 差 放 大 器增 益 G 1 ( s )P W M 調(diào) 制 增益 G 2 ( s )功 率 變 換 增益 G 3 ( s )反 饋 增 益G 4 ( s )Vr e fVs e n s eVc o m pDo f f _ B o o s tIa v eVo u t+ 圖 電壓環(huán)的方框電路 其中的反饋方框 G4(s)是一個(gè)簡(jiǎn)單的電阻分壓器，用于監(jiān)視大 Bulk電容上的輸出電壓，在本設(shè)計(jì)中，有： 21 ? ?63164 RRR RVVsGoutse nse ???? () 誤差放大器補(bǔ)償電路 G1(s) 示于下圖 。 f u l l l o a d2 6 4 V A C amp。 f u l l l o a d2 6 4 V A C amp。 (264V AC)。定義電流環(huán)的穩(wěn)定區(qū)所需要的 Fc 遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率 Fs，整個(gè)跨越頻率及相移區(qū)為 2kHz 及 85176。 同時(shí)根據(jù)電流調(diào)整環(huán)路方框有： ? ? ? ?? ? ? ? ? ?B o o s to ffB o o s tCA V E B o o s tA V E DsKsKsK sKsI _1 ????? () 由以上各式，可以得到 PWM 的調(diào)制函數(shù)為： ? ? ? ? ? ?B o o s to ffs e n s eFQc o m pA V EC O M PA V E DRKKKV MMMM IV IsG_1221212 ????????? () 此處， K2為設(shè)計(jì)常數(shù)，在 Vp= 時(shí)，值為 。所以 3C 需滿足： 722 Cgf OTAs ?? () 20 式中， 2OTAg 為內(nèi)部跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的增益，芯片典型值為 。 01 2 3 4 5 6 700 . 20 . 40 . 60 . 81 . 01 . 21 . 41 . 61 . 82 . 02 . 2M1M2M1* M2Vc o m p 圖 非線性增益特性圖 由于平均電路的角頻率 fAVE必須低于開關(guān)頻率 fSW，所以有： AVEOTAip fK MgC ?2112? ?? () 由于跨過整個(gè)電壓環(huán)的固有頻率 fv 的遠(yuǎn)離于 fAVE 以下，因此平均電流的傳輸函數(shù)可簡(jiǎn)化為： ? ?11 MRKIVsK s e n s eAV Ei c o m pAV E ??? () 傳輸函數(shù) Kc(s)和 KBoost(s)如下： ? ?21 MKVdsKFQic om poffc ??? () ? ?sLVdD IsK outo ffB o o sto ff AVEB o o st ??? _ () 由數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，此處的 KFQ為一設(shè)計(jì)常數(shù)，等于 ， L 是升壓電感， M1及 M2是非線性增益輸出，可從圖 中得出。 M1 為非 線性增 19 益的方框輸出， M1max=。 Cp 為 Ip 端的電容， gOTA2為誤差放大器 OTA2 的跨導(dǎo)增益。 用間接正弦波檢測(cè)方法的 ICE2PCS01 集成了電流調(diào)整器環(huán)路，方框圖如下。在實(shí)際的應(yīng)用中，開關(guān)頻率選擇在 20kHz 到 200kHz 之間，在本設(shè)計(jì)中，開關(guān)頻率選為 67kHz，由芯片的設(shè)計(jì)手冊(cè)可得，外部設(shè)定頻率的電阻值應(yīng)該選為 70k。電路中 1R , 3R , 6R 分別取為?k390 ， ?k390 ， ?k10 (可調(diào)電位器 )。同時(shí) 3 腳 senseI 外接限流電阻 ?220 防止電流過沖。 ICE2PCS01 的控制電路中主要外圍參數(shù) 設(shè)計(jì)如下： (1) 電流檢測(cè)電阻的選擇 主電路上檢測(cè)電阻 4R 上的負(fù)壓降必須維持在一個(gè)比較低的值，跨壓為 左右的檢測(cè)電壓是一個(gè)不錯(cuò)的選擇，保證產(chǎn)生的信號(hào)能夠避免受干擾，同時(shí)也不至于造成太大的能量損失。 由 ICE2PCS01 構(gòu)成的有源功率因數(shù)校正電路如圖 所示。與傳統(tǒng)連續(xù)導(dǎo)通型 PFC 方式相比，它不用直接從 AC 線路檢測(cè)正弦信號(hào)作為參考信號(hào)，采用平均電流控制方式實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。在具體的電路設(shè)計(jì)中，控制芯片選用 ICE2PCS01。 222 mhuo OVV tPC ? ???? () 式中， t? —— 保持時(shí)間，電網(wǎng)斷電后要求電容在時(shí)間 t? 內(nèi)電壓不低于一定值； OV —— 直流輸出電壓； mhuV —— 要求電網(wǎng)斷電后，在保持時(shí)間內(nèi)電容電壓的最小值； 根據(jù)計(jì)算， Boost 輸出電容容量為 3700uF，由 5 個(gè) 750uF/450V 的電解電容并聯(lián)組成。 (3) Boost 輸出電容的選擇 Boost 輸出電容一般用于 DCDC 變換器供電，它主要有兩個(gè)功能： ① 濾除由于器件高頻開關(guān)動(dòng)作造成的直流電壓的紋波； ② 當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化，如交流電源斷開，在 PFC 的慣性環(huán)節(jié)延遲時(shí)間內(nèi)，將輸出直流電壓波動(dòng)維持在可接受的范圍內(nèi)。 當(dāng)輸入電壓最低時(shí)輸入最大電流，有： AVPIinopk 7 623 5 0 0222m i n??? ??? ? (） 在電流紋波和峰值電流之間最好的妥協(xié)辦 法就是允許電感電流有 20%的紋波，即： AII pk ????? (） 則 Boost 電感峰值電流為： AIIIipk ???? (） 電感電流最大峰值時(shí)占空比為： 3 3 80 21 763 80m i n ?????? dc indc V VVD (） 所需要的升壓電感值為： mHIf DVL swin 19 00 0 34 62m i n ??????? ?? (） (2) 功率因數(shù)校正開關(guān)管的選擇 在本課題設(shè)計(jì)的 PFC 主電路中，電感電流的最大峰值為 ，開關(guān)管承受的最大 17 直流電壓為 VUUU dcDS 456%20380380 ??????? 。 16 0V380V/DCVCCL1Q1C2D1C3C4C1R5L21KR7R6C5R4C9C7C10C6R1R3R2C8R8AC220VGND1Ip2Isense3Freq4Gate5Vcc6Vsense7Vp8U1ICE2PCS01AC2V+1AC4V3D2 圖 采用 ICE2PCS01的 BOOSTPFC變換電路 (1) Boost 升壓電感的設(shè)計(jì) 本設(shè)計(jì)的目標(biāo)為 VUdc 380? 。采用英飛凌先進(jìn)的 APFC 控制芯片，通過對(duì)電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的精確控制，實(shí)現(xiàn) APFC 校正的目標(biāo)。輸入市電電壓 Ui(220VAC177。 壓 V~ V(典型值 )； V(典型值 ,芯片供電電壓 V 時(shí) )； 40℃ ~150℃； IEC 100032 Class D 標(biāo)準(zhǔn)的諧波分量要求。 芯片技術(shù)特性： ； 2. 50 kHz~250 kHz 可調(diào)頻率范圍 ； 3.頻率在 125 kHz 時(shí) ,最大占空比為 95%(典型值 )； 5 V177。 14 芯片結(jié)構(gòu)如圖 圖 ICE2PCS01芯片結(jié)構(gòu)圖 表 ICE2PCS01引腳功能 表 圖 為該芯片內(nèi)部電路圖。 IC的內(nèi)部電流環(huán)路控制平均輸入電流的正弦波形狀。 ： ICE2PCS01 的基本工作原理與 ICE1PCS01 相同。除了增強(qiáng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)模塊以外， ICE2PCS01 還提供了額外的過壓（ OVP）保護(hù)，這通過直接關(guān)閉門輸出來實(shí)現(xiàn)（當(dāng) Vout 超過額定值 +8%時(shí)）。 ICE2PCS01 在 Vout 超過額定值+5%的情況下，增強(qiáng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)模塊能夠?qū)⒄伎毡妊杆僬{(diào)整到零。由于具有不同的內(nèi)部參考電壓，因此需要在 ICE1PCS01 和 ICE2PCS01 的解決方案中分別采用不同的電阻分壓器。 Vsense 電壓發(fā)送至誤差放大器，并且與內(nèi)部參考源（用于電壓環(huán)路調(diào)節(jié)）進(jìn)行比較。對(duì)于 ICE2PCS01 來講，可以通過 FREQ 引腳上的外部電阻對(duì)開關(guān)頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)。因?yàn)榫哂休^低的 GATE 下拉電壓，外部 MOSFET 能夠快速地開關(guān)，從而降低了開關(guān)損耗，提高了效率。 GATE 引腳所能承受的最大電壓通常箝位在 15V（上拉）。 ： 輸出門驅(qū)動(dòng)器是一個(gè)快速的推挽式輸出門極驅(qū)動(dòng) 電路。所有電流和電壓環(huán)路補(bǔ)償都是在外部實(shí)現(xiàn)的，從而允許用戶進(jìn)行完全控制。 在 ICE2PCS01 中，引腳 4用來設(shè)定開關(guān)頻率；但是在 ICE1PCS02 中，引腳 4 用于 AC欠壓檢測(cè)。此外，根據(jù)故障模式影響分析 (FMEA)，很多的保護(hù)電路被集成在這塊芯片中。 ICE2PCS01 這種新的 PFC 控制器，是為了降低設(shè)計(jì)費(fèi)用和難度而開發(fā)的。在 CCM 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，它的傳輸函數(shù)存在電壓環(huán)和電流環(huán)兩個(gè)控制環(huán)路。然而，由于它固有的電流紋波較大， DCM 很少應(yīng)用于大功率場(chǎng)合。對(duì)于小于 200 瓦的小功率裝置，不連續(xù)調(diào)制模式 (DCM)因其低廉的價(jià)格受到普遍歡迎。 10% （ 3)額定輸出功率： （ 4)功率因數(shù)： ≥ 13 傳統(tǒng)的用于電子設(shè)備前端的二極管整流器，因?yàn)閷?dǎo)致電源線的脈沖電流，干擾電網(wǎng)線電壓，產(chǎn)生向四周輻射和沿導(dǎo)線傳播的電磁干擾，導(dǎo)致電源的利用效率下降。 圖 平均電流控制技術(shù)電感電流波形圖 基于 ICE2PCS01 BOOST APFC 電路的設(shè)計(jì) 控制器簡(jiǎn)介 系統(tǒng)的技術(shù)指標(biāo) : （ 1)輸入電壓： 220VAC177。當(dāng)電感電流上升時(shí)， PWM 比較器的占空比下降，從而電感電流減?。环粗?，則加大電感電流?；鶞?zhǔn)電流由輸入整流電壓與輸出電壓誤差放大信號(hào)的乘積組成，其中從輸入整流電壓