【正文】 性函數(shù)為： (244) (245)。 電壓控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)輸出級(jí)的基本低頻模型是電流源驅(qū)動(dòng)一個(gè)電容，功率級(jí)和內(nèi)部電流反饋環(huán)組成電流源，這構(gòu)成了一個(gè)積分器，這是電流環(huán)與功率級(jí)為什么是一個(gè)純積分環(huán)節(jié)的理論解釋。由圖可知，的截止頻率是，控制系統(tǒng)因?yàn)橐獙?duì)100Hz的二次及以上頻率的諧波電壓有很大的衰減，所以補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)在100Hz的地方必須迅速衰減，一般控制器的截止頻率會(huì)設(shè)在這個(gè)值的1/5－1/10，即電壓環(huán)的截止頻率大致要定在10Hz－20Hz左右。PFC的最終控制目標(biāo)是控制輸入的電流完全和輸入電壓同相且為良好的正弦波。但是實(shí)際上輸入電流存在一定程度上的諧波失真，造成它的原因有兩個(gè)，一個(gè)是輸出電壓誤差放大器輸出的二次諧波，另一個(gè)是前饋檢測(cè)電壓的二次諧波，它們都會(huì)在輸入電流中引入三次諧波電流分量。在PFC設(shè)計(jì)中，假如規(guī)定輸入電流含量不超過(guò)基波的3％，那么對(duì)這3％的諧波電流產(chǎn)生的因素可以做一個(gè)合理的分配，％由前饋電壓中的二次諧波產(chǎn)生，％由誤差放大器電壓上的二次諧波電壓產(chǎn)生，％由其他非線性失真造成。由上面已知，輸出電容二次紋波電壓的峰值為： (246)為了滿足三次諧波不超過(guò)3％的規(guī)定，％。 (247)可得電壓誤差放大器在100Hz的增益為： (248) (249)至此我們可以確定補(bǔ)償后系統(tǒng)的截止頻率和轉(zhuǎn)折頻率的表達(dá)式：；（其中） (250)為了使系統(tǒng)能在－20dB/dec的時(shí)候穿越0dB線，以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，必須滿足以下不等式成立： (251)將系數(shù)代入，最終可得，取，此時(shí)， (252) (253)滿足的要求。 實(shí)際補(bǔ)償后的系統(tǒng)的對(duì)數(shù)幅頻特性曲線 電壓環(huán)的仿真分析、補(bǔ)償后和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的頻率特性曲線。由圖可以看出，補(bǔ)償前系統(tǒng)的截止頻率為400rad/s左右，在頻率為628rad/s處的增益非常大，基本上和0dec線平齊，這就十分不利于電壓環(huán)對(duì)輸出二次諧波的抑制。補(bǔ)償之后的系統(tǒng)幅頻曲線，截止頻率減小到了約60rad/s，帶寬減小了1/6，在628rad/s頻率處的增益也下降到－30dB以下，有效抑制了輸出電壓的次諧波干擾。同時(shí)，在高頻段，補(bǔ)償后的系統(tǒng)衰減更為迅速，提高了系統(tǒng)的抗干擾的能力。觀察相頻特性，可以看到，補(bǔ)償后的系統(tǒng)在截止頻率處的相角裕度在60度左右，滿足相角裕度大于45度的要求。在高頻段雖然相角滯后嚴(yán)重，但高頻段幅值得到了更大的衰減，所以對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性也不會(huì)造成什么影響。 電壓環(huán)補(bǔ)償前、補(bǔ)償后和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的頻率特性曲線 仿真分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果，由仿真波形可知，輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的相位，并具有很好的正弦特性，系統(tǒng)的功率因數(shù)趨近于1。 PFC輸入電壓與輸入電流仿真波形，頻率為90kHz，幅值13V。LT1248驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率50k，幅值20V，處在快速動(dòng)態(tài)脈寬調(diào)整中，說(shuō)明此時(shí)電流控制環(huán)已經(jīng)開始起作用。 反激電源MOS管驅(qū)動(dòng)波形 LT1248驅(qū)動(dòng)信號(hào)三相輸入端功率因數(shù)的測(cè)定：A相輸入電壓224V，；B相輸入電壓228V，；C相輸入電壓222V，；正負(fù)母線輸出電壓858V；正負(fù)母線輸出總電阻580歐。三相輸入電壓、(a)~(f)，其中RefA采用二分之一電阻分壓測(cè)得。RefB的電流檢測(cè)比為：100mV/1A。(a)A相輸入電壓與輸入電流 (b)A相輸入電流諧波分析(c)B相輸入電壓與輸入電流 (d)B相輸入電流諧波分析(e)C相輸入電壓與輸入電流 (f)C相輸入電流諧波分析 三相輸入電壓、輸入電流的波形與諧波分析母線電壓的紋波及平衡度的測(cè)試：，可以看到明顯的紋波。，已經(jīng)看不到有明顯的紋波，說(shuō)明PFC的電壓控制環(huán)開始起了作用。，母線平衡度的測(cè)試，正母線帶307歐負(fù)載，負(fù)母線帶295歐負(fù)載?？梢钥闯鯬FC的中點(diǎn)平衡控制能很好的抑制中點(diǎn)電位的波動(dòng)。 未開PFC時(shí)正負(fù)母線電壓波形 開PFC后正負(fù)母線的電壓波形 PFC正負(fù)母線帶不平衡負(fù)載時(shí)，母線平衡度的測(cè)試 本章小節(jié)本章首先介紹了PFC技術(shù)目前的研究現(xiàn)狀，對(duì)PFC技術(shù)的原理做了闡述，對(duì)PFC技術(shù)的分類做了比較。闡述了LT1248的基本工作原理和應(yīng)用實(shí)例，分析了雙向開關(guān)的PFC拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一套基于LT1248電流平均控制的PFC從功率電路到外圍電路的整套硬件系統(tǒng)。其中包括器件的選取、檢測(cè)電路的設(shè)計(jì)、驅(qū)動(dòng)保護(hù)的設(shè)計(jì)等。重點(diǎn)分析了電壓、電流雙閉環(huán)控制的PFC控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。分別建立了PFC內(nèi)環(huán)電流環(huán)、外環(huán)電壓環(huán)的小信號(hào)模型。提出了電流環(huán)和電壓環(huán)設(shè)計(jì)的原則和步驟，并做了仿真分析。結(jié)果表明，基于bode圖分析的串聯(lián)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的校正能很好的提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。最后給出了系統(tǒng)仿真和實(shí)驗(yàn)的波形，從波形可以看出，采用的控制策略能很好的降低輸入電流的THD，提高輸入端的功率因數(shù)。3 三電平逆變器的分析與設(shè)計(jì) 三電平逆變器的工作原理二極管鉗位逆變電路(Diode Clamped)是多平逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中發(fā)展最早的一種，又稱為中點(diǎn)鉗位逆變電路(Neutral Point Clamped)。這種電路通過(guò)多個(gè)功率器件串聯(lián)，按一定的開關(guān)控制產(chǎn)生需要的電平級(jí)數(shù)，在輸出端合成相應(yīng)的正弦波形[29][31]。，電容C1，C2為變換電路提供了2個(gè)相同的直流電壓，二極管D1～D6用于電平鉗位。 基于三相系統(tǒng)的中點(diǎn)鉗位三電平逆變電路在圖中同時(shí)導(dǎo)通TT2，關(guān)斷TT4時(shí)，在逆變電路輸出端可以獲得一個(gè)正電平；同時(shí)導(dǎo)通TT3，關(guān)斷TT4時(shí)輸出電壓為中點(diǎn)電壓零電平；同時(shí)導(dǎo)通TT4，關(guān)斷TT2時(shí)，在逆變電路輸出端可以獲得一個(gè)負(fù)電平；從電路結(jié)構(gòu)可以看出零電平是靠TT3和二極管DD2共同實(shí)現(xiàn)的。通過(guò)對(duì)T1～T4四個(gè)開關(guān)器件的控制，可以在輸出端合成三電平的波形[32][35]。簡(jiǎn)單的并聯(lián)三個(gè)這樣的電路，就可以形成如圖所示的三相三電平逆變電路。以輸出相電壓A這相為例。(1)給TT2導(dǎo)通觸發(fā)脈沖，TT4關(guān)斷時(shí)，如負(fù)載電流為流出方向（相對(duì)于逆變器），則電流流過(guò)主管TT2，電源對(duì)電容C1充電，忽略管壓降，該相輸出端電壓；如負(fù)載電流為流入方向，電流流過(guò)與主管TT2并聯(lián)的續(xù)流二極管對(duì)電容C1充電，則該相輸出端電壓仍是。此時(shí)無(wú)論負(fù)載電流的方向如何，相當(dāng)于把電源正端接到負(fù)載輸出端。(2)給TT3導(dǎo)通觸發(fā)脈沖，TT4關(guān)斷時(shí)，如負(fù)載電流為流出方向，則電流流過(guò)鉗位二極管D主管T2，電源對(duì)電容C1充電，此時(shí)該相輸出端電壓U=0；如負(fù)載電流為流入方向，電流流過(guò)主管T3，再流過(guò)鉗位二極管D2，電源對(duì)電容C2充電，則該相輸出端電壓仍是U=0。此時(shí)無(wú)論負(fù)載電流的方向如何，相當(dāng)于把電源中點(diǎn)接到負(fù)載輸出端。(3)給TT4導(dǎo)通觸發(fā)脈沖，TT2關(guān)斷時(shí)，如負(fù)載電流為流出方向，電流流過(guò)與主管TT4并聯(lián)的續(xù)流二極管對(duì)電容C2充電，忽略管壓降，該相輸出端電壓，如負(fù)載電流為流入方向，則電流流過(guò)主管TT4，電源對(duì)電容C2充電，該相輸出端電壓還是。此時(shí)無(wú)論負(fù)載電流的方向如何，相當(dāng)于把電源負(fù)端接到負(fù)載輸出端。，從三電平逆變器主電路的一相橋臂的結(jié)構(gòu)出發(fā)，不難得出A相輸出端的三種狀態(tài)：1態(tài)，；0態(tài)，；－1態(tài)。為了保證A相每個(gè)功率器件在關(guān)斷狀態(tài)承受電壓，且A相狀態(tài)變化時(shí)，通過(guò)中性點(diǎn)電位0的過(guò)渡。由分析可以看出，對(duì)主開關(guān)器件控制脈沖是有嚴(yán)格要求的，以防止同一橋臂貫穿短路。即T1與T3，T2與T4的控制脈沖每時(shí)每刻都要求是互補(bǔ)的，同時(shí)每一對(duì)主開關(guān)器件要遵循先斷后通的原則，設(shè)置一定得死區(qū)。否則如果出現(xiàn)TT2，T3或者TT3，T4同時(shí)導(dǎo)通，則會(huì)使得正母線和中線或者負(fù)母線和中線發(fā)生短路。同時(shí)，T1與T4，T2與T3的控制脈沖在輸出電壓周期內(nèi)是邏輯互補(bǔ)的[36][39]。明白這一點(diǎn)有助于驅(qū)動(dòng)波形在大范圍內(nèi)的分析與調(diào)試。還有一點(diǎn)是，輸出端電位由向轉(zhuǎn)變時(shí)先要經(jīng)過(guò)0電位的過(guò)渡，即每相電位只能向相鄰電位過(guò)渡，不允許輸出電位的跳變。，功率開關(guān)器件的工作狀態(tài)。 功率開關(guān)器件的工作狀態(tài)A相狀態(tài)變化變化前功率器件的狀態(tài)變化后功率器件的狀態(tài)T1T2T3T4T1T2T3T40－1斷通通斷通通斷斷1－0通通斷斷斷通通斷0― 1斷通通斷斷斷通通1－0斷斷通通斷通通斷 驅(qū)動(dòng)脈沖的時(shí)序?qū)?yīng)圖二極管鉗位的多電平逆變器相比傳統(tǒng)二電平逆變電路優(yōu)點(diǎn)顯著。其相電壓輸出由兩電平變?yōu)槿娖?，線電壓由三電平增加為五電平，而每個(gè)電平的幅度則由原來(lái)的整個(gè)直流母線電壓降低為一半直流母線電壓，因此輸出電平的也下降為原來(lái)的一半。如果增加每個(gè)單元中串聯(lián)的開關(guān)器件數(shù)，還可以在輸出電壓波形中產(chǎn)生更多的電平數(shù)，從而使輸出波形更好地逼近標(biāo)準(zhǔn)正弦波形。，采用三電平拓?fù)涞姆椒òl(fā)SPWM波也是先通過(guò)判斷正弦參考波的正負(fù)，來(lái)確定是恒通T2，恒斷T4；還是恒通T3，恒斷T1。再將正弦波取絕對(duì)值和三角載波比較來(lái)確定開關(guān)點(diǎn)，使T1和T3，或T2和T4交替導(dǎo)通。其發(fā)SPWM波的方法和單極性調(diào)制的方法一樣，輸出的SPWM波形也一樣。所不同的是SPWM波的幅值是單極性調(diào)制輸出的一半，為半個(gè)母線的電壓值。單相逆變器的控制方式常用的分為三種：?jiǎn)螛O性控制、雙極性控制、單極倍頻控制。通過(guò)以上對(duì)三電平控制方式的分析，可以比較得出三電平控制方式與其他SPWM波調(diào)制方法的優(yōu)缺點(diǎn)。雙極性調(diào)制實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，但開關(guān)均工作在載波頻率，開關(guān)損耗較大，且輸出SPWM波只有兩電平，較大，電磁干擾較大。單極性調(diào)制在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)2只開關(guān)管以較高的開關(guān)頻率互補(bǔ)開關(guān)，另2只開關(guān)管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而很大程度上減小了開關(guān)損耗。單極倍頻調(diào)制在相同的開關(guān)頻率下，將輸出電壓的脈波數(shù)提高了一倍，有利于LC濾波器的小型化設(shè)計(jì)，或者可以說(shuō)在輸出脈波數(shù)不變的前提下，降低了開關(guān)頻率，也就更進(jìn)一步降低了開關(guān)損耗。如果不考慮開關(guān)管的耐壓要求，調(diào)制方式的理想程度從高到低依次是：?jiǎn)螛O倍頻－單極性－雙極性。采用三電平拓?fù)涞腟PWM波調(diào)制，開關(guān)頻率和輸出脈波數(shù)和單極性調(diào)制時(shí)的一樣，但是單個(gè)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)兩端承受的電壓是單極性調(diào)制的一半，這就有效降低了開關(guān)損耗；輸出電壓的幅值也變?yōu)閱螛O性調(diào)制的一半，減小了輸出脈波的電磁干擾；當(dāng)母線是較高電壓時(shí)，用耐壓值較低的開關(guān)管串聯(lián)就能滿足要求，使系統(tǒng)較為經(jīng)濟(jì)，同時(shí)可以取代降壓變壓器的功能，做到裝置的小型化。所以綜合考慮，在一些母線電壓比較高而不采用輸出變壓器的場(chǎng)合，一般采用三電平拓?fù)涞恼{(diào)制方式比較理想。 三電平逆變器單相主電路。假設(shè)功率開關(guān)管是理想器件，圖中濾波電感L與濾波電容C構(gòu)成低通濾波器，r為考慮濾波電感L的等效串聯(lián)電阻、死區(qū)效應(yīng)、開關(guān)管導(dǎo)通壓降、線路電阻等逆變器中各種阻尼因素的綜合等效電阻。Ud為直流母線電壓，u1為逆變橋輸出電壓，u0為逆變器輸出電壓，i1為流過(guò)濾波電感的電流。i0代表負(fù)載電流，可以把它看作是系統(tǒng)的一個(gè)外部擾動(dòng)輸入量，這樣處理的好處是既符合逆變器負(fù)載多種多樣的實(shí)際情況，又可以建立一個(gè)形式簡(jiǎn)單且不依賴具體負(fù)載類型的逆變器數(shù)學(xué)模型[40]。根據(jù)控制方案的特點(diǎn)可以選擇不同的狀態(tài)變量來(lái)推導(dǎo)狀態(tài)空間模型，對(duì)于單相逆變器這樣一個(gè)雙輸入、單輸出的二階系統(tǒng)，這里選擇電容電壓u0和電感電流i1作為狀態(tài)變量，可得狀態(tài)空間表達(dá)式如下： (31) (32)記作 (33) (34)其中,，，用分別表示3管組成的橋臂和2管組成的橋臂的開關(guān)函數(shù)，代表相應(yīng)橋臂前管導(dǎo)通，后管關(guān)斷；代表相應(yīng)橋臂后管導(dǎo)通，前管關(guān)斷。對(duì)于三電平半橋電路，逆變橋輸出是以或?yàn)榉档拈g斷脈沖電壓，故 (35)由于逆變器主電路中各功率開關(guān)管都工作于“開”和“關(guān)”兩種狀態(tài)，逆變器本質(zhì)上是一個(gè)非線性系統(tǒng)，而開關(guān)管在一個(gè)開關(guān)周期中的開通或關(guān)斷期間是連續(xù)的，且電路中其它部分又始終工作在連續(xù)這一個(gè)狀態(tài)，因此逆變器是由分段線性和線性兩部分電路構(gòu)成的。這種問(wèn)題可以用經(jīng)典理論的分段線性化解決，但往往會(huì)過(guò)于繁雜或不現(xiàn)實(shí)，在工程中常常采用狀態(tài)空間平均法。狀態(tài)空間平均法相對(duì)來(lái)說(shuō)簡(jiǎn)單易于理解，而且在解決實(shí)際的開關(guān)變換器模型的問(wèn)題較快捷，因此得到廣泛應(yīng)用。狀態(tài)空間平均法是基于逆變器輸出頻率與系統(tǒng)截止頻率遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率的情況下，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可以用斷續(xù)變量的平均值代替其瞬時(shí)值，從而得到線性化的狀態(tài)空間平均模型。在此基礎(chǔ)上，可以方便地采用經(jīng)典理論和方法進(jìn)行討論。PWM逆變器的截止頻率主要由輸出LC濾波器的截止頻率決定，LC濾波器的截止頻率的確定相對(duì)于開關(guān)頻率足夠低，因此狀態(tài)空間平均模型可以作為PWM逆變器的低頻等效。PWM逆變器處于不同開關(guān)狀態(tài)下其狀態(tài)方程各矩陣是相同的，為常系數(shù)矩陣，所以只需對(duì)不連續(xù)的非線性輸入量做平均，即可獲得逆變器的狀態(tài)空間平均模型。 SPWM過(guò)程示意圖當(dāng)SPWM的調(diào)制比m（=）不超過(guò)1時(shí)，輸出脈寬與正弦調(diào)制參考波大小成正比，由此可以得到開關(guān)函數(shù)的平均值：＝