【正文】 FC部分的PWM輸出用到了全比較單元1，在逆變器中我們將使用全比較單元3的兩個(gè)輸出腳PWMPWM6對逆變器的功率管進(jìn)行控制。輸出電壓和電感電流隔離采樣后分別送到ADC模塊的ADC1ADC3通道進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，以便實(shí)現(xiàn)對逆變器的實(shí)時(shí)控制。參考電壓是用軟件實(shí)現(xiàn)的，因此信號穩(wěn)定，無溫漂、無干擾。顯然這種接線方法實(shí)現(xiàn)的逆變器的雙閉環(huán)、全數(shù)字、逐點(diǎn)控制算法。這種方法比傳統(tǒng)的SPWM控制有動(dòng)態(tài)性能好，抗干擾能力強(qiáng)、器件少、無溫飄等優(yōu)點(diǎn)。 主電路參數(shù)選擇分析：逆變器輸出電壓中不僅包含了50HZ的正弦波，還包括了開關(guān)頻率分量及其諧波。而需要的是50HZ的正弦波電壓輸出，因此在輸出端需要加上輸出濾波器，只讓50HZ的正弦波電壓輸出，而不讓高于50HZ的電壓輸出。主電路采用的型低通濾波器。它由電感及電容組成。電感電抗為 ，隨著頻率升高而升高。電容電抗為，隨頻率的升高而降低。所對的頻率為截止頻率。設(shè)輸出電壓中基波頻率=50HZ，開關(guān)頻率=20KHZ。則有因,故，對基波信號的阻力很小, 對基波信號分流很小，因此允許基波信號通過。由于，即 ，對開關(guān)頻率分量阻力很大，對開關(guān)頻率分流很大，因此濾波器不允許開關(guān)頻率分量通過，更不允許它的高次諧波分量通過。令該濾波器的特性阻抗為，又根據(jù)截止頻率的定義我們可得到：。由此可見，只要知道和的值，便可計(jì)算出L，C的值。1)特性阻抗的選擇特性阻抗與負(fù)載阻抗的關(guān)系是令UPS的容量為2KVA，輸出電壓為220V，滿負(fù)載時(shí)，所以有。2)截止頻率的選擇截止頻率與開關(guān)頻率的關(guān)系：（b：濾波器的衰減系數(shù)），它為輸入電壓與輸出電壓的比值對數(shù) ，取，則 5 DC/DC變換部分在線式UPS在電網(wǎng)停電時(shí)，應(yīng)該保證能夠繼續(xù)為負(fù)載提供質(zhì)量可靠的正弦波電壓。此時(shí)，由于沒有市電，蓄電池將為逆變部分提供電源。逆變部分輸入端的電壓必須≥310V，才能輸出220V的交流電壓。而蓄電池的電壓為110V，故DC/DC變換部分的任務(wù)就是將110V的直流電壓經(jīng)變換為穩(wěn)定直流電壓。本部分主要探討如何利用DSP實(shí)現(xiàn)DC/DC控制。 DC/DC主電路分析：為了安全起見，本部分?jǐn)M選擇帶隔離功能的DC/DC變換器。帶隔離變壓器的變換器電路有單端正激變換器、推挽變換器、全橋變換器、半橋變換器等 。1)單端正激變換器的高頻變壓器磁芯工作在BH曲線的一側(cè),利用率較低，如果要求輸出電壓為360V，則變壓器副邊電壓將至少為720V，整流二極管和續(xù)流二極管承受很大電壓，相對來說，器件比較難選擇。2)推挽變壓器有兩個(gè)單端正激器疊加而成，有兩個(gè)變換器輪流給輸出供電，變壓器也工作在兩個(gè)象限。但是變壓器的繞組多，而且當(dāng)兩個(gè)開關(guān)管的脈寬不完全相等時(shí)，很容易引起變壓器的磁偏現(xiàn)象，導(dǎo)致功率器件的損壞。3)全橋變換器需要四個(gè)開關(guān)器件，驅(qū)動(dòng)比較復(fù)雜，而且當(dāng)驅(qū)動(dòng)波形不對稱時(shí)，也容易產(chǎn)生磁偏現(xiàn)象。導(dǎo)致功率器件的損壞。4)半橋變換器具有很多優(yōu)點(diǎn)：高頻變壓器工作在兩個(gè)象限，變壓器利用率高；功率器件承受的電壓低；抗不平衡能力很強(qiáng)、可靠性很高等。比較以上四種變換器，在DC/DC設(shè)計(jì)中選擇半橋變換器電路，其電路圖見（圖51）。工作原理：在正常工作時(shí)，C1，C2承受電壓為，當(dāng)T1導(dǎo)通時(shí)，的電壓加在原邊線圈上。此時(shí)流過T1的電流為輸出電流折算到原邊的電流。T1關(guān)斷后，由于漏感的作用，二極管VD2導(dǎo)通，起續(xù)流作用，此時(shí)，漏感和C2電路將產(chǎn)生諧振，電流震蕩到零。一段時(shí)間后，T2導(dǎo)通后的工作過程與T1導(dǎo)通時(shí)工作情況一致。圖51 半橋變換器主電路圖 converter main circuit變壓器副邊部分為一全橋整流電路。其工作過程如下：T1導(dǎo)通時(shí)，副邊繞組電壓將使D4，D2導(dǎo)通，能量從原邊傳到副邊。T1關(guān)斷時(shí)，副邊電壓將至零，這時(shí)D1，D4起續(xù)流的作用，電流通路為L→RC→D1→D4→L。為了讓整個(gè)系統(tǒng)能有序工作，可將DC/DC的輸出電壓設(shè)計(jì)略低于PFC的輸出電壓，如360V。當(dāng)市電正常時(shí)，二極管D6截止。DC/DC變換器空載，當(dāng)市電故障時(shí)，DSP關(guān)閉PWM1輸出，此時(shí)D6導(dǎo)通，D1截止，由DC/DC向逆變器提供電源。忽略損耗，根據(jù)變比 n=原邊電壓/副邊電壓，定義式可求得輸出電壓為：。式中為原邊繞組線圈匝數(shù)；副邊繞組線圈匝數(shù)；D為占空比（）；為工作周期；為導(dǎo)通時(shí)間。 基于DSP控制的DC/DC實(shí)現(xiàn)分析：變換器的前半部分（原邊）為一半橋逆變器，含有兩個(gè)功率管TT2管，故需要兩路驅(qū)動(dòng)信號，為防止TT2的直通現(xiàn)象。而且要求他們的脈沖寬度相等，相位相差?？紤]到DSP中不能自動(dòng)生成這樣的兩路PWM信號的功能，故只能通過軟件設(shè)計(jì)的方法來實(shí)現(xiàn)。 兩路PWM波形的實(shí)現(xiàn)方法實(shí)現(xiàn)兩路PWM信號的思路：本部分選擇EVB中全比較單元4的PWMPWM8來實(shí)現(xiàn)這兩路信號。通過計(jì)數(shù)器的值與存儲(chǔ)在比較寄存器中的值的比較結(jié)果來改變相應(yīng)PWM輸出引腳電平。PWMPWM8的脈沖寬度要求相差，我們可以將PWM7的輸出引腳設(shè)置為高有效，PWM8的輸出引腳為低有效。根據(jù)以上要求我們可以畫出PWM脈沖波形圖。圖52 PWMPWM8的波形圖 PWM7, PWM8 the waveform注：T3CNT為計(jì)數(shù)器3的計(jì)數(shù)值；SCMPR1為比較單元1的比較寄存器的值；SCMPR2為比較單元2的比較寄存器的值；T3PER為計(jì)數(shù)器3的周期值；脈沖的形成過程：PWM7的輸出引腳被設(shè)置出高有效，故計(jì)數(shù)器T1CNT為零時(shí)，PWM7輸出引腳電平為零，當(dāng)T3CNT計(jì)數(shù)增至SCMPR1時(shí)，輸出引腳有效，輸出電平變高，計(jì)數(shù)器繼續(xù)計(jì)數(shù)至T3PER，然后減計(jì)數(shù)至SCMPR1時(shí)，PWM7輸出電平又變?yōu)榱悖?dāng)計(jì)數(shù)器變?yōu)榱愫?，又開始新一輪計(jì)數(shù)過程。PWM8設(shè)置為低有效，故脈沖電平剛好因PWM高有效狀態(tài)相反。，故有 。通過觀察PWM7和PWM8的脈沖可知，當(dāng)時(shí)其脈沖寬度相等。為了節(jié)約DSP的時(shí)間，在DC/DC閉環(huán)控制中，我們可以采用單環(huán)控制的方法，即只對輸出電壓進(jìn)行反饋控制。具體的軟件設(shè)計(jì)在本次設(shè)計(jì)中忽略。 主電路與DSP的連接基于DSP控制的DC/DC變換器原理圖如下：圖53 基于DSP控制的DC/DC變換器原理圖 DSPbased control of DC / DC converter schematic 主電路參數(shù)選擇變壓器的設(shè)計(jì)變壓器尺寸選擇要滿足在工作頻率下、溫升在允許范圍內(nèi)、能夠輸出額定的功率。首先根據(jù)功率、工作頻率選擇磁芯。在此選擇磁芯為EE20（根據(jù)《電源變壓器設(shè)計(jì)手冊》查找），其次確定磁感應(yīng)強(qiáng)度的擺幅值，半橋變換電路的變壓器工作在兩個(gè)象限，允許磁感應(yīng)強(qiáng)度值為正激變換器的兩倍，但為了防止飽和，以及磁芯溫度過高，我們選擇△B=。1) 原邊線圈匝數(shù)： ]其中，為原邊線圈匝數(shù)；為原邊線圈電壓，；為導(dǎo)通時(shí)間，設(shè)變換器開關(guān)頻率為20KHZ，所以可算得；為磁芯面積，查表可知EE20磁芯。將上述值代人可得（匝）2) 副邊線圈匝數(shù)：由原邊線圈可求得每匝的電壓系數(shù) =55/25= ，副邊輸出電壓為360V，故變壓器副邊繞組電壓為 360/（2）=450（V） ，忽略二極管的壓降，則副邊繞組匝數(shù)=450/=205（匝）?？紤]到電流較大時(shí)，電路中將有部分電壓降，故的值應(yīng)取得略大些，取電感參數(shù)計(jì)算：分析：輸出濾波電感的電流除直流分量外，還疊加了交流分量。輸出濾波電感的設(shè)計(jì)一般要求電感電流的最大脈沖量為最大輸出電流的10%~20%。 其中，=360V，=, =5010 6s,最大電流=1500/360=（變換器的最大功率為1500W），將上述值代人可求得：電容參數(shù)計(jì)算：由主電路圖可知，DC/DC變換器工作在熱備用狀態(tài)?？蛰d運(yùn)行時(shí)輸出濾波電容為C3；當(dāng)市電故障時(shí)，二極管D6導(dǎo)通，此時(shí)電容C3與C1并聯(lián)為DC/DC變換器的輸出濾波電容。DC/DC滿載時(shí)的電壓紋波為： ，則。DC/DC處于空載時(shí)，電感電流工作在不連續(xù)狀態(tài)，占空比非常小。這個(gè)時(shí)候輸出電壓的紋波表達(dá)式為。其中Vs為副邊最大電壓，大小為；為空載時(shí)的占空比，=，=5010 6s, =H。將上述值代人可得，若要△U 〈，則C 〉F。根據(jù)上面的計(jì)算，我們可將電容值盡量取小。6 其它重要電路本次設(shè)計(jì)中還涉及到一些重要的電路，如各個(gè)功率模塊需要的各種電壓等級的直流電壓、以及它們的驅(qū)動(dòng)電路、還有完成在市電與逆變器端切換功能的旁路開關(guān)。在本章將簡單介紹一下。 輔助電路設(shè)計(jì)分析：在在線式UPS中有很多電路都需要用到+5V、5V、+15V、15V電源。如DSP芯片、運(yùn)放電路、采樣電路等。不管市電是否正常，都需要為這些電路提供可靠的電源。顯然，我們不能在市電端接變壓器再穩(wěn)壓的方法，若一旦市電故障，則整個(gè)系統(tǒng)也不能工作了。在對主電路的分析過程中我們可以發(fā)現(xiàn)，不論市電是否有效，電容器C1兩端電壓總是360V或400V的穩(wěn)定直流電壓，故從該電容兩端 我們可以利用小的DC/DC變換器獲得所需電源。為了簡化電源電路的設(shè)計(jì)，減少外圍器件，避免使用大量的分立元件來實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的功能。可以采用一種新式的集成芯片TOPSwith來進(jìn)行電源設(shè)計(jì)。TOPSwith系列產(chǎn)品是專門用于簡化電源設(shè)計(jì)的集成電路芯片。它將功率MOS管、PWM控制器、電壓啟動(dòng)電路、閉環(huán)調(diào)節(jié)器以及驅(qū)動(dòng)、保護(hù)電路集成在一塊芯片中。其中集成的電源控制電路可提供多種電壓等級的直流電壓。這種模塊我們可以在市場上購得。 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)在該在線式UPS中的功率開關(guān)管選擇的都是IGBT管，這種類型的管子以PNP型BJT為主導(dǎo)元件，以MOSFET為驅(qū)動(dòng)元件的復(fù)合功率管。對其驅(qū)動(dòng)實(shí)際就是構(gòu)建對MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路。MOSFET的柵—源極見的硅氧化層的耐壓是有限的。如果柵—源之間的電壓超過器件的額定值，則會(huì)被擊穿，產(chǎn)生永久的損壞。實(shí)際的柵—源的最大電壓為20V~30V之間。由于對MOSFET管開關(guān)控制實(shí)質(zhì)是對輸入電容充放電，所以驅(qū)動(dòng)電路的負(fù)載為容性。為了快速開通，提供充足的充電電流是必須的，為此電源的內(nèi)阻要盡量小。在驅(qū)動(dòng)電路中常要解決控制電路與主電路的隔離。隔離一般有光電耦合器隔離和隔離變壓器隔離。在此我們采用隔離效果較好、電路簡單的光耦隔離。由于光耦在電路中用來傳遞PWM脈沖信號，故其工作在開關(guān)狀態(tài)。電路圖如下：圖6~1 驅(qū)動(dòng)電路圖 drive circuit工作原理；當(dāng)光耦導(dǎo)通時(shí)，電流流過R1產(chǎn)生電壓降，引起Q1導(dǎo)通，電源通過 QDR5向柵—源極的電容充電，R5的阻值很小，充電電壓上升很快；當(dāng)光耦截止時(shí)，QD1截止，柵—源電容通過Q2迅速放電。穩(wěn)壓管在關(guān)斷過程中為MOSFET的柵—源提供負(fù)電源，加快MOSFET的關(guān)斷速度。 旁路開關(guān)選擇旁路開關(guān)是UPS的保護(hù)設(shè)備，它一方面保護(hù)UPS，另一方面保護(hù)負(fù)載。當(dāng)UPS過載時(shí)，為了保護(hù)逆變器，旁路開關(guān)將輸出切換到市電端。當(dāng)逆變器故障時(shí)，為了保護(hù)負(fù)載不斷電，旁路開關(guān)也將輸出切換到市電端。旁路開關(guān)根據(jù)采用的元件的不同，可分為機(jī)械式、電子式和混合式三種。在中大功率UPS中，旁路開關(guān)通常有兩只反相并聯(lián)的快速可控硅組成。由于可控硅導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間都只有幾個(gè)微秒，所以它有可能實(shí)現(xiàn)對市電逆邊器供電的零轉(zhuǎn)換時(shí)間。本設(shè)計(jì)選用M2052L型UPD的50Hz基準(zhǔn)正弦波發(fā)生器。它主要有微控芯片U3(LSC42123FCN)和(DAC0800)以及(LM324)的8腳、9腳、10腳及外部電路組成。其工作原理如下：微控芯片U13的輸出I/O3333337引腳分別接到U2的10引腳上。根據(jù)D/A轉(zhuǎn)換器原理可知：當(dāng)U2的輸入端送出一個(gè)信號時(shí)，就含在U2的輸出端，4引腳送出一個(gè)模擬信號，DAC0800是D/A轉(zhuǎn)換芯片。經(jīng)過單片機(jī)內(nèi)部編程處理后就含在U2的輸出端，4腳得到頻率為50Hz的階梯波，該波經(jīng)過后的濾波電路會(huì)產(chǎn)生一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)50Hz正弦波，送U13的引腳上得到一組功率放大的正弦信號。