【正文】 FC部分的PWM輸出用到了全比較單元1，在逆變器中我們將使用全比較單元3的兩個輸出腳PWMPWM6對逆變器的功率管進行控制。輸出電壓和電感電流隔離采樣后分別送到ADC模塊的ADC1ADC3通道進行A/D轉換，以便實現(xiàn)對逆變器的實時控制。參考電壓是用軟件實現(xiàn)的，因此信號穩(wěn)定，無溫漂、無干擾。顯然這種接線方法實現(xiàn)的逆變器的雙閉環(huán)、全數(shù)字、逐點控制算法。這種方法比傳統(tǒng)的SPWM控制有動態(tài)性能好，抗干擾能力強、器件少、無溫飄等優(yōu)點。 主電路參數(shù)選擇分析：逆變器輸出電壓中不僅包含了50HZ的正弦波，還包括了開關頻率分量及其諧波。而需要的是50HZ的正弦波電壓輸出，因此在輸出端需要加上輸出濾波器，只讓50HZ的正弦波電壓輸出，而不讓高于50HZ的電壓輸出。主電路采用的型低通濾波器。它由電感及電容組成。電感電抗為 ，隨著頻率升高而升高。電容電抗為，隨頻率的升高而降低。所對的頻率為截止頻率。設輸出電壓中基波頻率=50HZ，開關頻率=20KHZ。則有因,故，對基波信號的阻力很小, 對基波信號分流很小，因此允許基波信號通過。由于，即 ，對開關頻率分量阻力很大，對開關頻率分流很大，因此濾波器不允許開關頻率分量通過，更不允許它的高次諧波分量通過。令該濾波器的特性阻抗為，又根據(jù)截止頻率的定義我們可得到：。由此可見，只要知道和的值，便可計算出L，C的值。1)特性阻抗的選擇特性阻抗與負載阻抗的關系是令UPS的容量為2KVA，輸出電壓為220V，滿負載時，所以有。2)截止頻率的選擇截止頻率與開關頻率的關系：（b：濾波器的衰減系數(shù)），它為輸入電壓與輸出電壓的比值對數(shù) ，取，則 5 DC/DC變換部分在線式UPS在電網(wǎng)停電時，應該保證能夠繼續(xù)為負載提供質量可靠的正弦波電壓。此時，由于沒有市電，蓄電池將為逆變部分提供電源。逆變部分輸入端的電壓必須≥310V，才能輸出220V的交流電壓。而蓄電池的電壓為110V，故DC/DC變換部分的任務就是將110V的直流電壓經(jīng)變換為穩(wěn)定直流電壓。本部分主要探討如何利用DSP實現(xiàn)DC/DC控制。 DC/DC主電路分析：為了安全起見，本部分擬選擇帶隔離功能的DC/DC變換器。帶隔離變壓器的變換器電路有單端正激變換器、推挽變換器、全橋變換器、半橋變換器等 。1)單端正激變換器的高頻變壓器磁芯工作在BH曲線的一側,利用率較低，如果要求輸出電壓為360V，則變壓器副邊電壓將至少為720V，整流二極管和續(xù)流二極管承受很大電壓，相對來說，器件比較難選擇。2)推挽變壓器有兩個單端正激器疊加而成，有兩個變換器輪流給輸出供電，變壓器也工作在兩個象限。但是變壓器的繞組多，而且當兩個開關管的脈寬不完全相等時，很容易引起變壓器的磁偏現(xiàn)象，導致功率器件的損壞。3)全橋變換器需要四個開關器件，驅動比較復雜，而且當驅動波形不對稱時，也容易產(chǎn)生磁偏現(xiàn)象。導致功率器件的損壞。4)半橋變換器具有很多優(yōu)點：高頻變壓器工作在兩個象限，變壓器利用率高；功率器件承受的電壓低；抗不平衡能力很強、可靠性很高等。比較以上四種變換器，在DC/DC設計中選擇半橋變換器電路，其電路圖見（圖51）。工作原理：在正常工作時，C1，C2承受電壓為，當T1導通時，的電壓加在原邊線圈上。此時流過T1的電流為輸出電流折算到原邊的電流。T1關斷后，由于漏感的作用，二極管VD2導通，起續(xù)流作用，此時，漏感和C2電路將產(chǎn)生諧振，電流震蕩到零。一段時間后，T2導通后的工作過程與T1導通時工作情況一致。圖51 半橋變換器主電路圖 converter main circuit變壓器副邊部分為一全橋整流電路。其工作過程如下：T1導通時，副邊繞組電壓將使D4，D2導通，能量從原邊傳到副邊。T1關斷時，副邊電壓將至零，這時D1，D4起續(xù)流的作用，電流通路為L→RC→D1→D4→L。為了讓整個系統(tǒng)能有序工作，可將DC/DC的輸出電壓設計略低于PFC的輸出電壓，如360V。當市電正常時，二極管D6截止。DC/DC變換器空載，當市電故障時，DSP關閉PWM1輸出，此時D6導通，D1截止，由DC/DC向逆變器提供電源。忽略損耗，根據(jù)變比 n=原邊電壓/副邊電壓，定義式可求得輸出電壓為：。式中為原邊繞組線圈匝數(shù)；副邊繞組線圈匝數(shù)；D為占空比（）；為工作周期；為導通時間。 基于DSP控制的DC/DC實現(xiàn)分析：變換器的前半部分（原邊）為一半橋逆變器，含有兩個功率管TT2管，故需要兩路驅動信號，為防止TT2的直通現(xiàn)象。而且要求他們的脈沖寬度相等，相位相差。考慮到DSP中不能自動生成這樣的兩路PWM信號的功能，故只能通過軟件設計的方法來實現(xiàn)。 兩路PWM波形的實現(xiàn)方法實現(xiàn)兩路PWM信號的思路：本部分選擇EVB中全比較單元4的PWMPWM8來實現(xiàn)這兩路信號。通過計數(shù)器的值與存儲在比較寄存器中的值的比較結果來改變相應PWM輸出引腳電平。PWMPWM8的脈沖寬度要求相差，我們可以將PWM7的輸出引腳設置為高有效，PWM8的輸出引腳為低有效。根據(jù)以上要求我們可以畫出PWM脈沖波形圖。圖52 PWMPWM8的波形圖 PWM7, PWM8 the waveform注：T3CNT為計數(shù)器3的計數(shù)值；SCMPR1為比較單元1的比較寄存器的值；SCMPR2為比較單元2的比較寄存器的值；T3PER為計數(shù)器3的周期值；脈沖的形成過程：PWM7的輸出引腳被設置出高有效，故計數(shù)器T1CNT為零時，PWM7輸出引腳電平為零，當T3CNT計數(shù)增至SCMPR1時，輸出引腳有效，輸出電平變高，計數(shù)器繼續(xù)計數(shù)至T3PER，然后減計數(shù)至SCMPR1時，PWM7輸出電平又變?yōu)榱?，當計?shù)器變?yōu)榱愫?，又開始新一輪計數(shù)過程。PWM8設置為低有效，故脈沖電平剛好因PWM高有效狀態(tài)相反。，故有 。通過觀察PWM7和PWM8的脈沖可知，當時其脈沖寬度相等。為了節(jié)約DSP的時間，在DC/DC閉環(huán)控制中，我們可以采用單環(huán)控制的方法，即只對輸出電壓進行反饋控制。具體的軟件設計在本次設計中忽略。 主電路與DSP的連接基于DSP控制的DC/DC變換器原理圖如下：圖53 基于DSP控制的DC/DC變換器原理圖 DSPbased control of DC / DC converter schematic 主電路參數(shù)選擇變壓器的設計變壓器尺寸選擇要滿足在工作頻率下、溫升在允許范圍內(nèi)、能夠輸出額定的功率。首先根據(jù)功率、工作頻率選擇磁芯。在此選擇磁芯為EE20（根據(jù)《電源變壓器設計手冊》查找），其次確定磁感應強度的擺幅值，半橋變換電路的變壓器工作在兩個象限，允許磁感應強度值為正激變換器的兩倍，但為了防止飽和，以及磁芯溫度過高，我們選擇△B=。1) 原邊線圈匝數(shù)： ]其中，為原邊線圈匝數(shù)；為原邊線圈電壓，；為導通時間，設變換器開關頻率為20KHZ，所以可算得；為磁芯面積，查表可知EE20磁芯。將上述值代人可得（匝）2) 副邊線圈匝數(shù)：由原邊線圈可求得每匝的電壓系數(shù) =55/25= ，副邊輸出電壓為360V，故變壓器副邊繞組電壓為 360/（2）=450（V） ，忽略二極管的壓降，則副邊繞組匝數(shù)=450/=205（匝）。考慮到電流較大時，電路中將有部分電壓降，故的值應取得略大些，取電感參數(shù)計算：分析：輸出濾波電感的電流除直流分量外，還疊加了交流分量。輸出濾波電感的設計一般要求電感電流的最大脈沖量為最大輸出電流的10%~20%。 其中，=360V，=, =5010 6s,最大電流=1500/360=（變換器的最大功率為1500W），將上述值代人可求得：電容參數(shù)計算：由主電路圖可知，DC/DC變換器工作在熱備用狀態(tài)?？蛰d運行時輸出濾波電容為C3；當市電故障時，二極管D6導通，此時電容C3與C1并聯(lián)為DC/DC變換器的輸出濾波電容。DC/DC滿載時的電壓紋波為： ，則。DC/DC處于空載時，電感電流工作在不連續(xù)狀態(tài)，占空比非常小。這個時候輸出電壓的紋波表達式為。其中Vs為副邊最大電壓，大小為；為空載時的占空比，=，=5010 6s, =H。將上述值代人可得，若要△U 〈，則C 〉F。根據(jù)上面的計算，我們可將電容值盡量取小。6 其它重要電路本次設計中還涉及到一些重要的電路，如各個功率模塊需要的各種電壓等級的直流電壓、以及它們的驅動電路、還有完成在市電與逆變器端切換功能的旁路開關。在本章將簡單介紹一下。 輔助電路設計分析：在在線式UPS中有很多電路都需要用到+5V、5V、+15V、15V電源。如DSP芯片、運放電路、采樣電路等。不管市電是否正常，都需要為這些電路提供可靠的電源。顯然，我們不能在市電端接變壓器再穩(wěn)壓的方法，若一旦市電故障，則整個系統(tǒng)也不能工作了。在對主電路的分析過程中我們可以發(fā)現(xiàn)，不論市電是否有效，電容器C1兩端電壓總是360V或400V的穩(wěn)定直流電壓，故從該電容兩端 我們可以利用小的DC/DC變換器獲得所需電源。為了簡化電源電路的設計，減少外圍器件，避免使用大量的分立元件來實現(xiàn)復雜的功能。可以采用一種新式的集成芯片TOPSwith來進行電源設計。TOPSwith系列產(chǎn)品是專門用于簡化電源設計的集成電路芯片。它將功率MOS管、PWM控制器、電壓啟動電路、閉環(huán)調節(jié)器以及驅動、保護電路集成在一塊芯片中。其中集成的電源控制電路可提供多種電壓等級的直流電壓。這種模塊我們可以在市場上購得。 驅動電路設計在該在線式UPS中的功率開關管選擇的都是IGBT管，這種類型的管子以PNP型BJT為主導元件，以MOSFET為驅動元件的復合功率管。對其驅動實際就是構建對MOSFET的驅動電路。MOSFET的柵—源極見的硅氧化層的耐壓是有限的。如果柵—源之間的電壓超過器件的額定值，則會被擊穿，產(chǎn)生永久的損壞。實際的柵—源的最大電壓為20V~30V之間。由于對MOSFET管開關控制實質是對輸入電容充放電，所以驅動電路的負載為容性。為了快速開通，提供充足的充電電流是必須的，為此電源的內(nèi)阻要盡量小。在驅動電路中常要解決控制電路與主電路的隔離。隔離一般有光電耦合器隔離和隔離變壓器隔離。在此我們采用隔離效果較好、電路簡單的光耦隔離。由于光耦在電路中用來傳遞PWM脈沖信號，故其工作在開關狀態(tài)。電路圖如下：圖6~1 驅動電路圖 drive circuit工作原理；當光耦導通時，電流流過R1產(chǎn)生電壓降，引起Q1導通，電源通過 QDR5向柵—源極的電容充電，R5的阻值很小，充電電壓上升很快；當光耦截止時，QD1截止，柵—源電容通過Q2迅速放電。穩(wěn)壓管在關斷過程中為MOSFET的柵—源提供負電源，加快MOSFET的關斷速度。 旁路開關選擇旁路開關是UPS的保護設備，它一方面保護UPS，另一方面保護負載。當UPS過載時，為了保護逆變器，旁路開關將輸出切換到市電端。當逆變器故障時，為了保護負載不斷電，旁路開關也將輸出切換到市電端。旁路開關根據(jù)采用的元件的不同，可分為機械式、電子式和混合式三種。在中大功率UPS中，旁路開關通常有兩只反相并聯(lián)的快速可控硅組成。由于可控硅導通和關斷時間都只有幾個微秒，所以它有可能實現(xiàn)對市電逆邊器供電的零轉換時間。本設計選用M2052L型UPD的50Hz基準正弦波發(fā)生器。它主要有微控芯片U3(LSC42123FCN)和(DAC0800)以及(LM324)的8腳、9腳、10腳及外部電路組成。其工作原理如下：微控芯片U13的輸出I/O3333337引腳分別接到U2的10引腳上。根據(jù)D/A轉換器原理可知：當U2的輸入端送出一個信號時，就含在U2的輸出端，4引腳送出一個模擬信號，DAC0800是D/A轉換芯片。經(jīng)過單片機內(nèi)部編程處理后就含在U2的輸出端，4腳得到頻率為50Hz的階梯波，該波經(jīng)過后的濾波電路會產(chǎn)生一個標準50Hz正弦波，送U13的引腳上得到一組功率放大的正弦信號。