【正文】 諧波和改善發(fā)電質量。在這之前，先介紹一下當前并網運行的國際標準。當光伏發(fā)電系統(tǒng)在整個電網中數(shù)量的提高，會對公共電網的調度有著很大程度的干擾。所以，國際和國內的有關部門針對分布式發(fā)電系統(tǒng)的并網制定了 IEEE Std 9292022 和 IEEE Std 15472022 等一系列的技術尺度與并網要求。以下為該標準中關于并網的幾個技術指標和相關要求 [39]：（1） 接入點電壓IEEE Std 15472022 規(guī)定 [40]，并網發(fā)電系統(tǒng)不可以對公共接點電壓進行調整。光伏并網發(fā)電系統(tǒng)或者其他的分布式發(fā)電系統(tǒng)并入公共電網時，公共接點電壓范圍為額定電壓的 88%—110%。在我國，規(guī)定的的工頻低壓配電網一相額定電動勢幅值是 200V，所以，太陽能并網逆變器輸出的公共接點電壓允許在 193—242V 之內進行波動。一旦系統(tǒng)電壓的波動大于下面的給定值，則必須從公共電網中斷開。對于各種系統(tǒng)里不同的公共接點電壓，詳細的斷開時間限定如表 31。表 31 電壓異常時光伏逆變器的切除時間規(guī)定電 壓 范 圍 （ %額 定 電 壓 ） 切 除 時 間 電 壓 范 圍 （ %額 定 電 壓 ） 切 除 時 間 50 10—120 1 50—8 2 120 （2） 電網頻率太陽能系統(tǒng)接入電網時，其頻率允許的變化區(qū)間是額定的 %—%。我國規(guī)定的工頻電網的頻率是 50Hz，所以，并網逆變器并入電網的頻率波動區(qū)間在 —。大于這個限度，并網系統(tǒng)則須從公共電網中斷開，不同的電網頻率對應的斷開時間如表 32 所示。第三章 光伏并網逆變器主電路研究與設計 23 表 32 頻率異常時光伏逆變器的切除時間規(guī)定逆 變 器 功 率 等 級 頻 率 范 圍 /Hz 切 除 時 間 /s ＞ ≤ 30kW ＜ 9. . ＞ ＜ — .— ＞ 30kW ＜ . （3） 電壓閃變并網系統(tǒng)通過逆變器并入電網時，造成的波動不可超過電網電壓的177。5%。（4） 并網電流的諧波要求并網逆變器輸出的并網電流諧波應當符合 IEEE Std 9292022 標準中的規(guī)定 [41]，如表 33。表 33 并網逆變器并網電流的諧波限制諧 波 次 數(shù) h （ 奇 次 ） h1 1h17 17h23 23h35 h35 總 諧 波 畸變 率 （ THD） 百 分 比 /% 光伏并網逆變器主電路設計如圖 35，本文中選擇了前級升壓，后級逆變的拓撲結構。前級的控制是通過改變開關管的占空比來改變光伏陣列的輸出電壓，并且實現(xiàn)對最值點的追蹤，后級逆變電路負責將前面?zhèn)鬏斶^來的直流電轉化成為與公共電網同頻同相的交流電進行并網。在該系統(tǒng)中，前級與后級是互不相干的，整個系統(tǒng)的靈活性較高。系統(tǒng)中，C 1 為直流側制程電容，也是前級 Boost 的輸出電容，T 2—T5 為主開關器件，均與二極管反并聯(lián)，L2 為交流輸出電感，并且與 C2 組成濾波環(huán)節(jié)。對逆變器的四個開關管進行合理的PWM 控制，目的是為了讓其輸出電流以正弦波的形式輸送給電網，并與公共電網電壓同頻同相，這樣就可以實現(xiàn)輸出的功率因數(shù)接近于 1。第三章 光伏并網逆變器主電路研究與設計 24 L1D2L2C2D3D4D5D1電網UiUoD C / D C 變換器 D C / A C 變換器L C 濾波器C1IiIoT1T3T4T5T2圖 35 兩級式光伏發(fā)電并網系統(tǒng)等效電路圖（1） 主控開關的選擇 主控開關的選擇要做好，當下使用的有很多類型，其中 IGBT 既有 MOSFET 管的通斷速度快，輸入阻抗高等優(yōu)良性能特征，又具有阻斷電壓高與容量大的特點 [42]；所以在主控開關管的選擇上將使用 IGBT。 （2） 逆變器工作方式的選擇 ①輸入分為電壓源型與電流源型兩種如果把它視作電壓源，則需要在系統(tǒng)中使用電容來進行能量保存。系統(tǒng)的直流側需要并聯(lián)一個容量較大的電容來進行緩沖，由此來形成其阻值較小的特性，就是電壓源特性。如果把它視作電流源型，則需要在系統(tǒng)中使用電感來儲存無功，由此來形成其阻值較大的特性，就是電流源特性。 由于后一種方式會導致整個系統(tǒng)的動態(tài)響應變的過低，所以，大多數(shù)的并網逆變器都是采用了前一種方法。② 輸出可控制為電壓源或電流源 電壓源控制模式是輸出電壓當成受控量，并網系統(tǒng)輸出一個符合國家標準的電壓信號。如果選用此方法，同時，公共電網作為一個容量無窮大的電源。那么，兩個系統(tǒng)實際上是以并聯(lián)的方式相結合。在這種情況下，就要對系統(tǒng)的輸出電壓實施很大力度的監(jiān)控。不過，輸出的電壓的大小是不容易進行小范圍調節(jié)的，而且鎖相回路反應速度并不快，以及該系統(tǒng)和公共電網之間也許會發(fā)生環(huán)流等原因，會致使該系統(tǒng)的失穩(wěn)，從而引發(fā)事故?；诖耍夥⒕W系統(tǒng)的輸出模式通常都會調制成輸出電流源。 調節(jié)成電流源型的模式是把輸出的電流當成受控量，并網系統(tǒng)發(fā)出一個符合國家標準的電流信號，其等價于一個內阻值極高的受控電流源。逆變器輸出的電壓會被鎖定為與公共電網電壓相等。其中加入不同的控制方式來達到并網電流和電網電壓的相位進行鎖定，并使系統(tǒng)的功率因數(shù)達到 1 [43]。 所以，文章中選用了上述特性的并網逆變器為目標，將控制逆變器輸出的電流為波動較小的正弦波，并且與公共電網電壓同頻同相。第三章 光伏并網逆變器主電路研究與設計 25 輸出濾波參數(shù)設計 調制方式的確定采用標準的正弦波作為 PWM 的調制波，即是正弦脈沖寬度調制，簡稱為SPWM，該技術是目前應用較多的逆變控制技術之一。SPWM 技術從輸出電壓上分為單極性和雙極性，單極性是指在每個開關周期內逆變器的輸出電壓只有零電平和一個正或負電平，而雙極性即是指在每個開關周期內的輸出電壓波形都會表達為一正一負。相比較而言，單極性并不適用于半橋電路，而雙極性在半橋、全橋電路中都可以使用，他們的基波性能一致。但是，在線性調制下，單極性 SPWM 更好。由于要使系統(tǒng)的輸出電感工作在高頻環(huán)境以此來減小電感的體積、減小損耗、抑制諧波、提高效率，所以在本文中選用了單極性倍頻 SPWM 調制方式。其原理如圖 36，呈現(xiàn)為正弦的調制波要和另外的兩個極性相對的三角波載波做對比，由此來產生兩對相位彼此互補的脈沖，對全橋逆變器的四個功率開關管的導通及關斷進行驅動，從而使逆變器輸出的電壓脈寬也呈現(xiàn)正弦分布 [44]。本文中選擇了開關頻率為 fs=10kHz，所以逆變其輸出的電壓實際載波頻率為fc=2fs=20kHz。第三章 光伏并網逆變器主電路研究與設計 26 ttttusuct00000ug 3ug 2ug 1ug 4+ ud uduou1圖 36 單極性 SPWM 示意圖 LC 參數(shù)設計LC 濾波器的參數(shù)設計定主要由該電路的載波頻率 f c 來確定。同時，為了減小損耗，對流過濾波器的部分頻率較高的電流必須進行控制。首先作為低通濾波器的 LC 濾波器，高于其諧振頻率的高次諧波將會以 40dB/dec進行衰減，而開關次諧波須被抑制，所以它的諧振周期在通常情況下是該電路的載波周期的 5 到 10 倍，如下式 [11]： （31）c1052f~LC???????π之后，根據(jù)已知，紋波電流為： （32）??codLftDuUΔI???依照單極性 SPWM 原理，當開關頻率遠大于工頻頻率時，每個開關周期的占空比第三章 光伏并網逆變器主電路研究與設計 27 為： （33）??doUtuD?將（33 ）帶入（32 ）可得： （34）??dcodLftuΔI???由式（34 ） ，當 時， Δ IL 可以取到最大值 Δ ILm，即：??2doUtu （35）cdLm4fI?所以，可以?。? （36）Lmcd4ΔIfU?在較為理想的情況下，即在系統(tǒng)中各類干擾均被濾除后，輸出的電壓紋波最大值： （37）C21cLmo??fΔIUπ將式（35 ）帶入式（37 ）得： （38）C8cdomLfΔ2??π因此，為了達到限制電壓紋波的效果，要求： （39）omcd8ΔUfLC2??π根據(jù)已經選取的電感值，再結合上式要求，便可以確定濾波電容的取值。本文所設計的并網逆變器直流端輸入電壓為 360V，單極性倍頻 SPWM 調制方式，開關頻率取 10kHz，變壓器輸出的電壓載波頻率為開關頻率的兩倍。其結構如圖 37。第三章 光伏并網逆變器主電路研究與設計 28 LCUiUo++ 圖 37 LC 濾波電路結構圖電感電流紋波設為 20%額定電流，在逆變器輸出為 220V/ 時，設計得到Δ ILm 為 6A，由式（ 36）得，L，取 17mH。在通常情況下，最低次高次諧波要比輸出低通濾波器的截止頻率大十倍，由式(31)得 LC≥109；令輸出電壓紋波在 %以下，由式（39 ）得 LC≥108，所以， C≥，可取 10μF。 本章小結本章首先對太陽能并網逆變器的電路結構進行了不同的分組與概括，并且對國際上較為通用的光伏并網逆變器技術指標做了簡單介紹，之后提出了本課題所使用的光伏并網逆變器的電路拓撲結構，對所選電路拓撲結構的濾波參數(shù)設計方法進行了詳細的描述，并通過計算確定了實際取值，為后面章節(jié)的系統(tǒng)仿真奠定了基礎。第四章 光伏并網逆變器控制策略的研究制 29 第四章 光伏并網逆變器控制策略的研究 并網系統(tǒng)的電流控制策略（1） 電流滯環(huán)比較控制控制原理如圖 41 所示。將公共電網的給定 i*和系統(tǒng)發(fā)出的 i 作對比，它們的差值Δi 就是后面的滯環(huán)輸入量。當 Δi 比給定的波動范圍要大時，滯環(huán)就會發(fā)出相應的PWM 波形來調節(jié)開關管的閉合頻率，以此來完成并網環(huán)節(jié)的調節(jié) [45]。滯環(huán)比較器+i*iiΔP W M 信號圖 41 滯環(huán)原理圖該調節(jié)方式的硬件部分相對來說簡易可行，輸出電流的響應時間也很短。只是其功率器件閉合頻率不能一直保持定值，所以，就造成了電流的波動較大，提高了其所含有的高頻諧波。（2） 定時器對比控制如圖 42，若將電流滯環(huán)控制里的滯環(huán)比較器進行替換的是定時器對比控制，就是采用這種方式的原理。在正常工作時，需要把各個周期所產生的 Δi 進行甄別。所以，PWM 發(fā)出的波形最快也得在一個周期之后出現(xiàn)改變 [45,46]。這樣就會讓單位時間內電子器件的閉合次數(shù)減少，明顯延長器件的使用壽命。比較器+i*iiΔP W M 信號時鐘信號圖 42 定時比較控制圖（3） 三角波比較控制該控制方式原理圖如圖 43，將公共電網的給定 i*和系統(tǒng)發(fā)出的 i 作對比，它們的差值 Δi 經過 PI 環(huán)后和三角波作對比，之后，產生 PWM 驅動信號。第四章 光伏并網逆變器控制策略的研究制 30 比較器+i*iiΔP W M 信號三角波P I+圖 43 三角波比較控制圖該控制方式的不足是：其功能完成起來難度更大、會出現(xiàn)與載波具有一樣頻率的諧波，而系統(tǒng)的動態(tài)響應速度相對而言會更差 [46]。 基于電網電壓前饋和鎖相環(huán)技術的復合控制策略在之前概括的一些比較普遍的基本控制方式之外，也存在幾種數(shù)字控制方式。比如：重復控制、無差拍 PWM 控制、數(shù)字 PID 控制等。在它們之中，數(shù)字 PID 控制的使用更為普遍，因為它具有參數(shù)的易于整定等優(yōu)勢。除此以外，各個控制方案的運用比較少見，主要是因為它們通常比較繁雜，難以完成其功能。 在此論文里，選擇了基于 PI 的調節(jié)方式，并且融合了電網電壓前饋控制減小公共電網的不穩(wěn)定，以此來優(yōu)化并網系統(tǒng)輸出的波形。內環(huán)部分規(guī)定系統(tǒng)發(fā)出的信號可以很快的鎖定電網電壓的相角、頻率，是太陽能并網系統(tǒng)整定里最為重要的一部分，本文采用了鎖相環(huán)技術對電流進行控制；而在控制系統(tǒng)中加入電網電壓前饋控制可做到有效抵抗干擾。 電網電壓前饋控制一般的并網系統(tǒng)控制結構如圖 44 所示 [47]。G3( s ) G2( s ) G1( s )ic*+P I 調節(jié) 逆變器UsUN+ic濾波器圖 44 未加電壓前饋的并網系統(tǒng)圖本系統(tǒng)屬于有源逆變。因此，該系統(tǒng)不可避免的會因為電網系統(tǒng)其他部分的變化而產生相應的波動，此時，系統(tǒng)輸出的并網電流就會發(fā)生畸變。由圖 44 得，電網電壓不穩(wěn)定（例如由 UN 變?yōu)?UN+△ u）時，則系統(tǒng)并網電流變化量 △ iC為：第四章 光伏并網逆變器控制策略的研究制 31 (41)??ΔusGsΔi321c???即當電網電壓突變時，將會使系統(tǒng)失去穩(wěn)定性。為了消除電網電壓的不穩(wěn)定對系