【正文】 峰 —峰值不可能超過 5v 電源電 壓，最大輸出功率遠達不到題目 的基本要求。 圖 517 推挽單端輸出電路 方案二 ：選用 H 橋型輸出方式 (電路如圖 518 所示 )。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰 — 峰值可達 10 v，有效地提高了輸出功率，且能達到題目所有指標要求，改選用此輸出電路形式。 36 圖 518 H橋型輸出電路 ②．開關管的選擇 為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導通電阻、低損耗。 方案一：選用晶體三極管、 IGBT 管。 晶體三極管需要較大的驅動電流，并存在儲存時間，開關特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關過程中的損耗較大； IGBT 管的最大缺點是導通壓降太大。 方案 二：選用 VMOSFET 管。 VMOSFET 管具有較小的驅動電流、低導通電阻及良好的開關特性，故選用高速 VMOSFET 管。 2. 開關功率輸出電路 ① ． H 橋式輸出電路基本結構 H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時可以實現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放 H 橋式輸出電路如 圖 519所示，由四個開關與輸出濾波器組成。 K1K K3K4 分別是橋的兩個橋臂，通過控制各個開關的閉合與斷開，產生 PWM1 與 PWM2 兩個信號，不同的開關控制規(guī)律決定 PWM1 與 PWM2 的波 形不同，但無論何時，每個橋臂的上下兩只開關不能同時導通，以防止直通大電流的產生；由 L、 C組成的低通率波器濾除 PWM 中的高頻成分，還原出原始音頻信號。根據(jù)開關控制規(guī)律的不同，橋式電路的 PWM 輸出可分為雙極性 PWM 與單極性 PWM。 37 圖 519 H 橋式輸出電路 ②． 雙極性 PWM H 橋式電路輸出的兩路 PWM波是 180? 反向的， 圖 520所示為 50%占空比，輸入為零的情況。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1 與 PWM2 形成的差動信號則是低電平為 VCC，高電平為 VCC 的方波。如果 PWM中包含音頻信息，則輸出 PWM 波的占空比發(fā)生變化，占空比變化的雙極性 PWM 波與濾波后波形如 圖 521所示。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1與 PWM2 形成的差動信號在 50%占空比情況下為零，如果 PWM 中包含音頻信息， PWM 占空比在 0 與 100%之間發(fā)生變化時， PWM1 與 PWM2 的相位 180? ，PWM1 與 PWM2 形成的差動信號則是低電平為 VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為 VCC 的方波，如 圖 523所示。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復音頻信號，要采用 LC元件對 PWM 進行濾波， LC 參數(shù)要根據(jù)負載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進行設計。對 LC 濾波器設計來說，上述幾方面要求是相互矛盾：選擇 L、 C 的參數(shù)較小，可以得到寬頻帶平直的響應曲線，但濾波后殘余的 PWM 高頻噪聲幅度較大，高頻噪聲超出音頻范圍，對聽感不會造成太大影響，但導致嚴重的電磁干擾；如果選擇 L、 C 的參數(shù)較大，可以將高頻噪聲降至較低水平，但頻響范圍變小，頻響曲線不平坦，在特定頻率段會造成很大幅度的電壓抬升。 H 橋式電路輸出 PWM波的極性不同，會對濾波器輸出產生影響。雙極性 PWM與 單極性 PWM經 LC 濾波后的波形對比如 圖 524～ 圖 526所示。相關參數(shù)如下： PWM 頻率： 350～ 400kHz；音頻信號： 1kHz；負載： 8Ω純電阻； L L2： 15μ H； CC2 ： F。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 524 輸出削波之前 39 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 525 輸出中等幅度 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 526 殘余高頻噪聲 從以上各圖可以看出，在相同條件下，單極性 PWM比雙極性 PWM波形清晰，高頻包絡成分少，高頻噪聲僅有雙極性 PWM 的 1/16。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經 LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線對比如 圖 527。所示從中可以看出對于 4Ω以上阻抗，采用單極性 PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅動，雙極 性 PWM更有優(yōu)勢。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線 40 ⑤． 總結 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類 PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點，所反映出的負載阻抗變化敏感性小，特別適合負載變化較大的應用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負載阻抗時，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應。 ⑥． H 橋互補對稱輸出電路 對 VMOSFET 的要求是導通電阻小，開關速度快，開啟電壓小。 因輸出功率稍大于 l w，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅動的對管， IRFDl20 和 IRFD9120 VMOS 對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。實際電路如圖 528 所示。 互補 PWM開關驅動信號交替開啟 Q5 和 Q8或 Q6 和 Q7，分別經兩個 4 階 Butterworth 濾波器濾波后推動喇叭工作。 圖 528 H橋互補對稱輸出電路 低通濾波 1．濾波器的選擇 方案一：采用兩個相同的二階 Butterworth 低通濾波器。 缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 方案二：采用兩個相同的四階 Butterworth 低通濾波器，在保證 20kHz 頻帶的前提下使負載上的高額載波電壓進一步得到衰減。 2． 低通濾波 采用開關放大技術的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關功率級輸出的高頻 PWM信號中包含有音頻信號。 PWM 頻率為幾百 kHz，比音頻信號帶寬20~20kHz 大得多，為了從 PWM 開關信號中恢復出音頻信號，通常采用低通濾波器（ LPF），低通濾波器頻率特性如 圖 529所示。 41 圖 529 低通濾波器頻率特性 圖 530與 圖 531為 PWM 濾波前后的時域與頻域分析。從圖中可以看出， PWM 經過低通濾波器后高頻分量大大減小，音頻信號得到恢復，但總會殘留部分高頻開關成分。 圖 530 PWM 濾波前后的時域波形 圖 531 PWM 濾波前后的頻譜分布 根據(jù)組成低通濾波器的元件與結構不同，低通濾波效果與應用方面不盡相同。 圖 532所示為數(shù)字功放中低通濾波器可能出現(xiàn)的位置及作用。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃?LC、 RC型， RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負載電阻 RL 是影響 Q值的一個變量，負載電阻的變化將影響頻率響應曲線， 圖 533所示為負載電阻為 4 歐姆所設計的 LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對于 8 歐姆與 2 歐姆負載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 43 圖 533 不同負載時 LC 低通濾波器頻率響應 44 6 MAX9703/MAX9704 單聲道 /立體聲 D 類音頻功率放大器 概述 MAX9703/MAX9704單聲道 /立體聲 D類音頻功率放大器，以 D類效率提供 AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。這兩款器件采用了 D類結構，提供 15W功率時效率高達 78%。受專利保護的調制與開關方案可以省去傳統(tǒng) D類放大器的輸出濾波器。 MAX9703/MAX9704提供兩種調制方案：固定頻率模式 (FFM)與擴頻模式 (SSM)，SSM模式降低了調制頻率產生的 EMI輻射。本器件采用全差分結構、全橋輸出 ，并具有全面的雜音抑制。 MAX9703/MAX9704具有 80dB的高 PSRR， %的低 THD+N，以及超過 95dB的 SNR。短路與熱過載保護可防止器件在故障條件下?lián)p壞。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。兩款器件都工作在 40176。 C至 +85176。 C擴展級溫度范圍內。 MAX9703/MAX9704的應用與： LCD TV 、 LCD監(jiān)視器、臺式 PC、 LCD放映機、免提式車載電話適配器、 汽車電子。 MAX9703/MAX9704 詳細說明 MAX9703/MAX9704無需濾波的 D類音頻功率放大器對開關模式放大技術作了一些重要改進。 MAX9703是單聲道放大器， MAX9704是立體聲放大器。這些器件以D類效率提供 AB類放大器的性能，占用最小的電路板空間。獨特的無濾波調制方案以及擴頻切換模式構成了一個緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。差分輸入結構降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。該器件也可以配置為單端輸入放大器。 比較器監(jiān)視器件輸入，并將互補輸入電壓與三角波進行比較 。當三角波輸入幅度超出相應的比較器輸入電壓時，比較器的輸出翻轉。 工作效率 D類放大器的效率取決于輸出級晶體管的工作時間。在 D類放大器中，輸出晶體管用作電流調整開關，消耗的額外功率可以忽略不計。所有與 D類輸出級相關的功耗主要是由 MOSFET導通電阻與消耗靜態(tài)電流產生的 I2R損耗決定。 45 理論上線性放大器的最佳效率為 78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。標準工作電平 (典型的音頻信號重建電平 )下，效率會下降到 30%以下，但在相同條件下， MAX9704仍可保持 78%以上的效率 (圖 61)。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類效率的對比 應用信息 1. 無濾波工作 傳統(tǒng)的 D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復音頻信號。濾波器增加了成本，也增大了放大器的尺寸，并會降低效率。傳統(tǒng)的 PWM結構采用較大的差分輸出擺幅 (2 x VDD峰 峰值 )，造成紋波電流過大。濾波元件的任何寄生電阻都會導致功率損耗、降低效率。 MAX9703/MAX9704不需要輸出濾波器，而是利用揚聲器線圈自身的電感和揚聲器與人耳的天然濾波作用，從方波輸出中恢復音頻成分。由于省去了輸出濾波器，可以獲得更 小、更便宜、效率更高的方案。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠遠超出了大多數(shù)揚聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。盡管這種偏移很小，若揚聲器未經專門設計，能夠處理額外功率的話，還是可能被損壞。為獲得最佳效果，可以用一個等效串聯(lián)電感大于 30181。H的揚聲器。典型的 8?揚聲器等效串聯(lián)電感在 30181。H至 100181。H范圍內。揚聲器電感大于 60181。H時可以獲得最佳效率。 2. 內部穩(wěn)壓器輸出 (VREG) MAX9703/MAX9704內部提供一個 6V穩(wěn)壓輸出 (VREG)。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設計，并降低了系統(tǒng)成本。關斷時， VREG不能提供邏輯高電平電壓。不46 要用 VREG作為系統(tǒng)周圍元件的 6V電源。用 、 REG旁路至 GND。 3. 輸出失調 與 AB類放大器不同的是， D類放大器在加上負載后其輸出失調電壓不會明顯增大靜態(tài)電流。這是 D類放大器功率轉換的結果。例如，在 AB類器件中， 8mV的直流失調電壓通過 8?負載會額外消耗 1mA的電流。而對 D類器件來說， 8mV的直流失調電 壓通過 8?負載時僅消耗 8181。W的額外功率。正是由于 D類放大器的高效率，器件吸取的額外靜態(tài)電流僅為： 8181。W/(VDD/100 x η )，只有幾個微安。 4. 增益選擇 MAX9703/MAX9704可由內部設置邏輯編程