【正文】 而對(duì) D類(lèi)器件來(lái)說(shuō)， 8mV的直流失調(diào)電 壓通過(guò) 8?負(fù)載時(shí)僅消耗 8181。 2. 內(nèi)部穩(wěn)壓器輸出 (VREG) MAX9703/MAX9704內(nèi)部提供一個(gè) 6V穩(wěn)壓輸出 (VREG)。盡管這種偏移很小，若揚(yáng)聲器未經(jīng)專(zhuān)門(mén)設(shè)計(jì)，能夠處理額外功率的話(huà)，還是可能被損壞。標(biāo)準(zhǔn)工作電平 (典型的音頻信號(hào)重建電平 )下，效率會(huì)下降到 30%以下，但在相同條件下， MAX9704仍可保持 78%以上的效率 (圖 61)。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。兩款器件都工作在 40176。 43 圖 533 不同負(fù)載時(shí) LC 低通濾波器頻率響應(yīng) 44 6 MAX9703/MAX9704 單聲道 /立體聲 D 類(lèi)音頻功率放大器 概述 MAX9703/MAX9704單聲道 /立體聲 D類(lèi)音頻功率放大器，以 D類(lèi)效率提供 AB類(lèi)放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無(wú)需使用大型的散熱裝置。 方案二：采用兩個(gè)相同的四階 Butterworth 低通濾波器，在保證 20kHz 頻帶的前提下使負(fù)載上的高額載波電壓進(jìn)一步得到衰減。所示從中可以看出對(duì)于 4Ω以上阻抗，采用單極性 PWM可以得到更平直的幅頻特性，對(duì)于低阻抗驅(qū)動(dòng)，雙極 性 PWM更有優(yōu)勢(shì)。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1與 PWM2 形成的差動(dòng)信號(hào)在 50%占空比情況下為零，如果 PWM 中包含音頻信息， PWM 占空比在 0 與 100%之間發(fā)生變化時(shí)， PWM1 與 PWM2 的相位 180? ，PWM1 與 PWM2 形成的差動(dòng)信號(hào)則是低電平為 VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為 VCC 的方波，如 圖 523所示。 VMOSFET 管具有較小的驅(qū)動(dòng)電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開(kāi)關(guān)特性，故選用高速 VMOSFET 管。 35 圖 516驅(qū)動(dòng)電路 高速開(kāi)關(guān)電路 1． 方案論證與比較 ①．輸出方式 方案一：選用推挽單端輸出方式 (電路如圖 517 所示 )。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿(mǎn)幅運(yùn)放 TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。 VC 4 的最大值為 2V，則 2=(R7+R6) 1/2f C4=(R7+R6)4f= 1000 4 150 1000≈ 取 C4=220pF,R7=10KΩ ,R6采用 20KΩ可調(diào)電位器。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實(shí)現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚(yáng)聲器的阻抗都會(huì)遠(yuǎn)大于其 8的標(biāo)稱(chēng)值。如果 8W 的輸出功率能滿(mǎn)足要求，則可以考慮使用一個(gè) 12 揚(yáng)聲器和 15V 供電電壓，此時(shí)的峰值電流限制在 ，對(duì)應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 。 IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。雖然 IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實(shí)際應(yīng)用中仍然會(huì)有少量發(fā)熱。如圖 57 所示，將 D 類(lèi)放大器貼裝到常見(jiàn)的 PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤(pán)焊接到大面積敷銅塊。雖然音頻信號(hào)峰值略高于正弦波，但其 RMS 值大概只有正弦波的一半。 散熱注意事項(xiàng) D 類(lèi)放大器相比 AB 類(lèi)放 大器具有更高的效率和更好的熱性能。當(dāng)驅(qū)動(dòng)數(shù)字音頻源時(shí)，模擬線(xiàn)性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC)將音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會(huì)消耗一些輸出功率。如果對(duì)于高達(dá) 20 kHz 頻率，要求下降小于 1 dB，則要求典型的濾波器具有 40 kHz 巴特沃斯 (Butterworth)響應(yīng) (以達(dá)到最大平坦通帶 )。 具有環(huán)形電感器磁芯的 LC 濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場(chǎng)輸電線(xiàn)影26 響減至最小。 有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的 RF 厄流線(xiàn)圈很有幫助。D類(lèi)放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo) EMI 和輻射 EMI 分量的基線(xiàn)譜。有些產(chǎn)品用一個(gè)數(shù)字開(kāi)環(huán)調(diào)制器和一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器來(lái)檢測(cè)電源變化，并且用25 調(diào)整調(diào)制器進(jìn)行補(bǔ)償。 使用具有高環(huán)路增益的反饋 (正如在許多線(xiàn)性放大器設(shè)計(jì)中所采用的 )幫助很大。用于防止輸出級(jí)沖擊電流附加的死區(qū)時(shí)間會(huì)引入非線(xiàn)性時(shí)序誤 差，它在揚(yáng)聲器產(chǎn)生的失真與相對(duì)于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。兩個(gè)晶體管都斷開(kāi)的時(shí)間間隔稱(chēng)為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。有效的限流器還可在由于揚(yáng)聲器共振出現(xiàn)暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。除了簡(jiǎn)單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過(guò)關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。開(kāi)關(guān)電容柵極驅(qū)動(dòng)電路的功耗為 CV2f，其中 C是電容， V 是充電期間的電壓變化， f是開(kāi)關(guān)頻率。該低通濾被器工作在大電流下，負(fù)載就是音箱。要把 20KHz 以下的音頻調(diào)制成 PWM信號(hào)，三角波的頻率至少要達(dá)到 200KHz。 21 圖 52 模擬 D 類(lèi)功放工作原理 D 類(lèi)功放設(shè)計(jì)考慮的角度與 AB 類(lèi)功放完全不同。這樣，比較器輸出的波形就是一個(gè)脈沖寬度被音頻信號(hào)幅度調(diào)制后的波形，稱(chēng)為 PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調(diào)制 )或 PDM(Pulse Duration Modulation 脈沖持續(xù)時(shí)間調(diào)制 )波形。 20 世紀(jì) 60年代，設(shè)計(jì)人員開(kāi)始研究 D類(lèi)功故用于音頻的放大技術(shù)， 70年代 Bose 公司就外始生產(chǎn)D類(lèi)汽車(chē)功放。而且近年來(lái)數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn) D類(lèi)功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進(jìn)一步顯示出 D類(lèi)功放的發(fā)展優(yōu)勢(shì)。 （ 6）適合于大批量生產(chǎn)。由于它不需傳統(tǒng)功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲(chǔ)備，加之無(wú)模擬放大、無(wú)負(fù)反饋的牽制，故具有更好的“動(dòng)力”特征。 輸入信號(hào)抽樣―― PWM 波的形成仿真 圖 4－ 6 PWM 波的形成仿真 輸出信號(hào) PWM 波的頻譜仿真分析 圖 4－ 7 傅里葉分析的設(shè)置 18 D 類(lèi)功放的優(yōu)點(diǎn) 在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級(jí)包含提供瞬時(shí)連續(xù)輸出電流的晶體管。電工電子類(lèi)專(zhuān)業(yè)課程中的電工基礎(chǔ)、模擬電子技術(shù)、數(shù)字電子技術(shù)都可以通過(guò) EDA仿真軟件，進(jìn)行電路圖的繪制、設(shè)計(jì)、仿真試驗(yàn)和分析。 圖 43是 PWM 波的頻譜，當(dāng)放大單一頻率正弦時(shí)，其頻譜中除低頻段存在與輸入信號(hào)同頻率的基波成分外，還存在各次諧波的頻譜。其原理方塊圖如圖 41,波形圖如圖 42。此外，一些新型的 D 類(lèi)放大器輸出調(diào)制方案還可以降低實(shí)際應(yīng)用的 EMI。 近年來(lái)，受以下兩個(gè)主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉(zhuǎn)，使 D類(lèi)放大器在很多應(yīng)用領(lǐng)域引起了人們的廣泛關(guān)注。正是由于 D類(lèi)放大器的效率高， 100瓦輸出的設(shè)備，直流功耗就十幾瓦，故散熱器就幾個(gè)平方厘米，電路板可作的很小， 大大減少了體積重量。 C 圖 35 C 類(lèi)放大 器 4. D 類(lèi)放大器 以上各類(lèi)放大器介紹可知，影響放大器效率的基本因素是無(wú)信號(hào)時(shí)的工作電流，所形成的直流功率損耗。 1. A 類(lèi)放大器 我們略去電路直接從特性曲線(xiàn)來(lái)討論工作狀態(tài)，見(jiàn)圖 31中左邊為晶體管輸入特性，固定置偏 所形成的工作點(diǎn)在 Q點(diǎn)，當(dāng)正弦音頻信號(hào)輸入時(shí)，其幅度未超出線(xiàn)性范圍，集電極工作狀態(tài)處于截止區(qū)和飽和點(diǎn)之內(nèi)，集電極電流為完整的全周導(dǎo)通的正弦波，此時(shí)導(dǎo)通角為 180 度， (導(dǎo)通角是以最小值至最大值之間占全周的部分來(lái)計(jì)算，全周導(dǎo)通時(shí)為 180 度 )。 使音響放大器輸出額定功率時(shí)所需的輸入電壓 (有效值 )稱(chēng)為靈敏度。功率放大器，承擔(dān)放大任務(wù)，是將前置放大器輸出的音頻信號(hào)進(jìn)行功率放大，以推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。功率 MOS 有自保 護(hù)電路，可以大大簡(jiǎn)化保護(hù)電路，而且不會(huì)引入非線(xiàn)性失真。 傳統(tǒng)的音頻功放工作時(shí)，直接對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行放大，工作期間必須工作于線(xiàn)性放大區(qū)，功率耗散較大，雖然采用推挽輸出，減小了功率器件的承受功率，但在較大功率情況下，仍然對(duì)功率器件構(gòu)成極大威脅。人們對(duì)音響重放高保真度的追求是永無(wú)止境的，而模擬功率放大器經(jīng)過(guò)了幾十年發(fā)展，在技術(shù)上已經(jīng)相當(dāng)成熟，可以說(shuō)已難于有新的突破。 常州 機(jī)電 職業(yè)技術(shù)學(xué)院 畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）說(shuō)明書(shū) 作 者： 莫茂濤 學(xué) 號(hào)： 05307081 楊 舟 學(xué) 號(hào)： 05305238 張學(xué)斌 學(xué) 號(hào)： 05306088 系 部： 電氣工程系 專(zhuān) 業(yè)： 應(yīng)用電子技術(shù) 題 目： D 類(lèi)音頻功率放大器的設(shè)計(jì) 指導(dǎo)者： 朱 老師 評(píng)閱者： 2021 年 5 月 2 摘要 數(shù)字功率放大器具有模擬功率放大器不可比擬的優(yōu)勢(shì)，代表著音響技術(shù)數(shù)字化的新臺(tái)階。隨著生活水平的提高，環(huán)保與能量的利用率也漸漸成為人們所關(guān)注的問(wèn)題，正因?yàn)檫@樣，人們?cè)僖淮伟涯抗馔断驍?shù)字功放。功率輸出受到限制。 對(duì)于高電感的揚(yáng)聲器，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，是可以省去低通濾波器〔 LPF)，這樣可以大大的節(jié)省體積和花費(fèi)。有電壓放大，電流放大，要求是宏亮而不失真。 使輸入為零時(shí)，輸出負(fù)載凡上的電壓稱(chēng)為噪聲電壓 U0 。這種放大狀態(tài)失真度較小，只受器件特性曲線(xiàn)的影響，若器件線(xiàn)性好則失真最小，但是，當(dāng)無(wú)交流輸入時(shí)，有約一半幅度 (Q 點(diǎn) )的直流電流，其損耗為 ICO VCC ，故效率是最低的，低于 50%，所以這種 A類(lèi)功率放大僅用于很小功率的收音機(jī)，助聽(tīng)器中，也有用于高級(jí)的 HiFi功放中。無(wú)信號(hào)時(shí)電流愈大則直流損耗大，效率低。并且由于工作比音頻高 10余倍的脈沖狀態(tài)，電源整流紋波對(duì)電路工作影響很小。 首先，是市場(chǎng)需要。 13 4 D 類(lèi)功放的原理及仿真 D 類(lèi)功放的工作原理 D類(lèi)功率放大器的原理，首先將脈沖編碼調(diào)制（ PCM， Pulse Code Modulation）音頻數(shù)據(jù)流通過(guò)專(zhuān)門(mén)的等比特?cái)?shù)字處理器（ EquibitDSP）變換為脈寬調(diào) 制（ PWM，Pulse Width Modulation）的數(shù)據(jù)流。 圖 41 D 類(lèi)放大器的原理方塊圖 輸出 A / D LPF 輸入 D/ A 14 圖 42 將正弦波變?yōu)槊}沖波的脈寬調(diào)制電路 從圖 41 的結(jié)構(gòu)可知，兩個(gè)放大器反相連接，實(shí)際上構(gòu)成推挽狀態(tài)，起到 開(kāi)關(guān)作用去控制與電源串聯(lián)的負(fù)載回路 (RL)，低通濾波器 LPF可以濾去脈沖波的高頻部分，得到基波成分，所以實(shí)際上成為數(shù) /模 (D/A)轉(zhuǎn)換電路，重新將脈沖波還原成為正弦波。因此用 LPF低通濾波器就可以濾去高頻諧波而得到正 弦基波成分，因此，可使數(shù)模轉(zhuǎn)換電路非常簡(jiǎn)化。 本課題研究時(shí)采用簡(jiǎn)單易用的 EWB 軟件，其操作簡(jiǎn)單、直觀，對(duì)計(jì)算機(jī)的要求低，特別適合初學(xué)者和在校的學(xué)生使用。實(shí)現(xiàn)音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類(lèi)型包括 A 類(lèi)放大器， AB 類(lèi)放大器和 B 類(lèi)放大器。 （ 4）無(wú)過(guò)零失真。產(chǎn)品的一致性好，生產(chǎn)中無(wú)需調(diào)試，只要保證元器件正確安裝即可。 D類(lèi)功放是放大力件處于開(kāi)關(guān) 工作狀態(tài)的一種放大模式。一方面汽車(chē)用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無(wú)法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功故，兩者都希望有 D類(lèi)這樣高效的放大器來(lái)放大音頻信號(hào)。音頻信息被調(diào)制到脈沖波形中。此時(shí)功放管的線(xiàn)性已沒(méi)有太大意義，更重要的是開(kāi)關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。頻率過(guò)低達(dá)到同樣要求的 THD 標(biāo)準(zhǔn)，對(duì)無(wú)源 LC低通濾波器的元件要求就高，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。嚴(yán)格地講，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進(jìn)去，但作為一個(gè)功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的，所以 D類(lèi)功放與音箱的搭配小更有發(fā)燒友馳騁的天地。如果電容或頻率太高，這個(gè)“開(kāi)關(guān)損耗”就會(huì)過(guò)大，所以存在實(shí)際的上限。通過(guò)測(cè)量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強(qiáng)制不發(fā)出聲音。 欠壓 : 大多數(shù)開(kāi)關(guān)輸出級(jí)電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時(shí)才能正常工作。 音 質(zhì)處理 在 D 類(lèi)放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個(gè)問(wèn)題。用于避免沖擊最短的死區(qū)時(shí)間對(duì)于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的。 LC 濾波器輸入的反饋會(huì)大大提高 PSR 并且衰減所有非 LC濾波器失真源。這樣可以改善 PSR，但不會(huì)解決任何失真問(wèn)題。但是，可以使用一些板級(jí)的設(shè)計(jì)方法減少 D類(lèi)放大器發(fā)射的 EMI，而不管其基線(xiàn)譜如何。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電 流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會(huì)沿電源線(xiàn)長(zhǎng)距離傳導(dǎo)。在成本和 EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過(guò)屏蔽減小來(lái)自低成本鼓形磁芯的輻射。對(duì)于常見(jiàn)的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的 L值和 C 值，表 51給出了標(biāo)稱(chēng)元器件值及其相應(yīng)的近似 Butterworth 響應(yīng)。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線(xiàn)或選用要求繞線(xiàn)匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。對(duì)于處理模擬輸入的 D類(lèi)放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對(duì)于數(shù)字輸入的 D類(lèi)放大器有效地 集成了 DAC 功能。盡管如此，使用 D類(lèi)仍然需要放大器時(shí)慎重考慮其散熱。同樣，音頻信號(hào)可能存在突變，但正如測(cè)量結(jié)果所示，其平均值仍遠(yuǎn)低于正弦波。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢(shì)的 D類(lèi)放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。圖 58給出的 PCB中，采用寬的連線(xiàn)將 D類(lèi)放大器的輸出與圖右側(cè)的兩個(gè)電感相連。圖 59 給出了一個(gè) PCB 表貼散熱片 (2