【文章內(nèi)容簡介】 功放、筆記本電腦音頻系統(tǒng)和專業(yè)超大功率功放場合，仍感效率偏低不能令人滿意。所以，效率極高的 D類功放，因其符合綠色華命的潮流正受著各方面的重視。 由于集成電路技術(shù)的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術(shù)上還是在價(jià)格上均已不成問題。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn) D類功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進(jìn)一步顯示出 D類功放的發(fā)展優(yōu)勢。 D類功放是放大力件處于開關(guān) 工作狀態(tài)的一種放大模式。無倍號輸入時(shí)放大器處于截止?fàn)顟B(tài)，不耗電。工作時(shí)，靠輸入信號讓晶體管進(jìn)入飽和狀態(tài)，晶體管相當(dāng)于一個(gè)接通的開關(guān)，把電源與負(fù)載直接接通 *理想晶體管因?yàn)闆]有飽和壓降而不耗電，實(shí)際上晶體管總會有很小的飽和壓降而消耗部分電能。這種耗電只與管子的特性有關(guān)，而與信號輸出的大小無關(guān)，所以特別有利于超大功率的場合。在理想情況下， D 類功放的效率為 100％， B類功放的效率為 78． 5％， A類功放的效率才 50％或 25％ (按負(fù)載方式而定 )。 D類功放實(shí)際上只具有開關(guān)功能，早期僅用于繼電器和電機(jī)等執(zhí)行元件的開關(guān)控制 電路中。然而，開關(guān)功能 (也就是產(chǎn)生數(shù)字信號的功能 )隨著數(shù)字音頻技術(shù)研率的不斷深入，用于 Hi— F1 音頻放大的道路卻口益暢通。 20 世紀(jì) 60年代，設(shè)計(jì)人員開始研究 D類功故用于音頻的放大技術(shù)， 70年代 Bose 公司就外始生產(chǎn)D類汽車功放。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功故，兩者都希望有 D類這樣高效的放大器來放大音頻信號。共今關(guān)鍵的一步就是村音頻信號的調(diào)制。 圖 51是 D類功放的基本結(jié)構(gòu)，可分為三個(gè)部分： 20 圖 51 D 類功放的基本結(jié)構(gòu) 第一部分為調(diào)制器，最簡單的只需用一 只運(yùn)放構(gòu)成比較器即可完成。把原始音頻信號加上一定直流偏置后故在運(yùn)放的正輸入端，另通過自激振蕩生成一個(gè)三角形波加到運(yùn)放的負(fù)輸入端。當(dāng)正端上的電位高于負(fù)端三角波電位時(shí)，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。若音頻輸入信號為零、直流偏置置三角波峰值的 1/2，則比較器輸出的高低電平持續(xù)的時(shí)間一樣，輸出就是一個(gè)占空比為 1﹕ 1的方波。當(dāng)有音頻信號輸入時(shí)，正半周期間，比較器輸出高電平的時(shí)間比低電乎長，方波的占空比大于 1： 1，負(fù)半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號幅度高于三角波幅度的時(shí) 間卻大為減少，方被占空比小于 1： 1。這樣，比較器輸出的波形就是一個(gè)脈沖寬度被音頻信號幅度調(diào)制后的波形，稱為 PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調(diào)制 )或 PDM(Pulse Duration Modulation 脈沖持續(xù)時(shí)間調(diào)制 )波形。音頻信息被調(diào)制到脈沖波形中。 第二部分就是 D類功故，這是一個(gè)脈沖控制的大電流開關(guān)放大器，把比較器輸出的 PWM信號變成高電壓、大電流的大功率 PWM 信號。能夠輸出的最大功率由負(fù)載、電源電壓和晶體管允許流過的電流來決定。 第三部分需把大功率 PWM波形中的聲音信息還 原出來。方法很簡單，只需要用一個(gè)低通濾波器。但由于此時(shí)電流很大， RC 結(jié)構(gòu)的低通濾波器電阻會耗能，不能采用，必須使用 Lc 低通濾波器。當(dāng)占空比大于 1： 1的脈沖到來時(shí)， C 的充電時(shí)間大子放電時(shí)間，輸出電平上升；窄脈沖到來時(shí)，放電時(shí)間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相 — 致，所以原音頻傳號被恢復(fù)出來，見圖52。 21 圖 52 模擬 D 類功放工作原理 D 類功放設(shè)計(jì)考慮的角度與 AB 類功放完全不同。此時(shí)功放管的線性已沒有太大意義，更重要的是開關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。由于功放管處理的脈沖頻率是音頻信號的幾十倍，且要求保 持良好的脈沖前后沿，所以管子的開關(guān)響應(yīng)要好。另外，整機(jī)的效率全在于管子飽和壓降引起的管耗。所隊(duì)飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結(jié)構(gòu)也能得到簡化。若干年前，這種高頻大功率管的價(jià)格昂貴，在一定程度上限制了 D 類功放的發(fā)展?，F(xiàn)在小電流控制大電流的 MOSFET 已普遍運(yùn)用于工業(yè)領(lǐng)域，特別是近年來 UHC MOSFET 已在 HiFi 功放上應(yīng)用，器件的障礙已經(jīng)消除。 調(diào)制電路也是 D類功放的一個(gè)特殊環(huán)節(jié)。要把 20KHz 以下的音頻調(diào)制成 PWM信號，三角波的頻率至少要達(dá)到 200KHz。頻率過低達(dá)到同樣要求的 THD 標(biāo)準(zhǔn)，對無源 LC低通濾波器的元件要求就高，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。頻率高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形， THD 就小，而且可以用低數(shù)值、小體積和精度要求相對差一些的電感和電容來制成濾波器，造價(jià)相應(yīng)降低。但此時(shí)晶體管的開關(guān)損耗會隨頻率上升而上升，無源器件小的高頻損耗、射頻的趨膚效應(yīng)都會使整機(jī)效率下降。更高的調(diào)制頻率還會出現(xiàn)射頻干擾，所以調(diào)制頻率也不能高于 1MHZ。 同時(shí)，三角波形的形狀、頻率的準(zhǔn)確性和時(shí)鐘信號的抖晃都會影響到以后復(fù)原的信號與原信號不同而產(chǎn)生失真。所以要實(shí)現(xiàn)高保真，出現(xiàn)了很多與數(shù)字音響保真相同的考慮。 還有一個(gè)與音質(zhì)有很 大關(guān)系的因素就是位于驅(qū)動輸出與負(fù)載之間的無源濾波器。該低通濾被器工作在大電流下，負(fù)載就是音箱。嚴(yán)格地講，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進(jìn)去，但作為一個(gè)功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的，所以 D類功放與音箱的搭配小更有發(fā)燒友馳騁的天地。實(shí)驗(yàn)證明，當(dāng)失真要求在 ％22 以下時(shí)，用二階 Butterworth 最平坦響應(yīng)低通濾波器就能達(dá)到要求。如要求更高則需用四階濾波器，這時(shí)成本和匹配等問題都必須加以考慮。 D 類功放的設(shè)計(jì)要素 雖然利用 D類放大器的低功耗優(yōu)點(diǎn)有力推動其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問題需要設(shè)計(jì)考慮，包括：輸 出晶體管尺寸選擇；輸出級保護(hù)；音質(zhì)處理；抗電磁干擾 ( EMI)； LC濾波器設(shè)計(jì)；系統(tǒng)成本；散熱。 輸出晶體管尺寸選擇 選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調(diào)理范圍內(nèi)降低功耗。當(dāng)傳導(dǎo)大的IDS 時(shí)保證 VDS 很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻 (RON)很小 (典型值為 ～)。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容 (CG)。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為 CV2f，其中 C是電容， V 是充電期間的電壓變化， f是開關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個(gè)“開關(guān)損耗”就會過大，所以存在實(shí)際的上限。因此，晶體管尺寸的選 擇是傳導(dǎo)期間將 IDS VDS 損失降至最小與將開關(guān)損耗降至最小之間的一個(gè)折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON CG 減至最小以減少開關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開關(guān)頻率選擇上的靈活性。 輸出級保護(hù) 輸出級必須加以保護(hù)以免受許多潛在危險(xiǎn)條件的危害： 過熱 : 盡管 D 類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時(shí)間提供非常高的功率，仍會達(dá)到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險(xiǎn)，需要溫度監(jiān)視控制電路。 在簡單的保護(hù)方案中，當(dāng)通過一個(gè)片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強(qiáng)制不發(fā)出聲音。 輸出晶體管過流 : 如果輸出級和揚(yáng)聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會出現(xiàn)問題，但如果這些結(jié)點(diǎn)不注意與另一個(gè)結(jié)點(diǎn)或正、負(fù)電源短路，會產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個(gè)電流會破壞晶體管或外圍 電路。因此，23 需要電流檢測輸出晶體管保護(hù)電路。在簡單保護(hù)方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關(guān)斷。在比較復(fù)雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個(gè)最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續(xù)工作而無須關(guān)斷。在這個(gè)方案中，如果限流保護(hù)無效，最后的手段是強(qiáng)制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚(yáng)聲器共振出現(xiàn)暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。 欠壓 : 大多數(shù)開關(guān)輸出級電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時(shí)才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會出現(xiàn)問題。這個(gè)問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當(dāng)電源電 壓大于欠壓封鎖閾值時(shí)才允許輸出級工作。 圖 53 輸出級晶體管的先合后開開關(guān) 輸出晶體管導(dǎo)通時(shí)序 : MH和 ML輸出級晶體管 (見圖 53)具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免 MH 和 ML 同時(shí)導(dǎo)通的情況很重要，因?yàn)樗鼤a(chǎn)生一個(gè)從 VDD到 VSS 的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個(gè)晶體管導(dǎo)通之前強(qiáng)制兩個(gè)晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個(gè)晶體管都斷開的時(shí)間間隔稱為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。 音 質(zhì)處理 在 D 類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個(gè)問題。 “卡搭”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開時(shí)發(fā)出的卡搭聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到 D 類放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時(shí)特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級時(shí)序和 LC濾波器狀態(tài)。 信噪比 (SNR):為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對于便攜式應(yīng)用的低功率放大器， SNR 通常應(yīng)當(dāng)超過 90 dB，對于中等功率設(shè)計(jì) SNR 應(yīng)當(dāng)超過 100 dB，對于大功率設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)超過 110 dB。這對于各種放大器是可以達(dá)到的，但在放大器設(shè)計(jì)期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達(dá)到滿意的總體 SNR。 24 失真機(jī)理 : 失真機(jī)理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實(shí)現(xiàn)中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區(qū)時(shí)間。 在 D 類調(diào)制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進(jìn)行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時(shí)間會引入非線性時(shí)序誤 差，它在揚(yáng)聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時(shí)間對于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的。其它失真源包括：輸出脈沖上升時(shí)間和下降時(shí)間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動電路時(shí)序特性的不匹配，以及 LC 低通濾波器元器件的非線性。 電源抑制 (PSR): 在下圖所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚(yáng)聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因?yàn)檩敵黾壘w管通過一個(gè)非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。 圖 54 D 類開環(huán)放大器 框圖 如果不解決失真問題和電源問題，就很難達(dá)到 PSR 優(yōu)于 10 dB，或總諧波失真 (THD)優(yōu)于 %。甚至更壞的情況， THD 趨向于有害音質(zhì)的高階失真。 使用具有高環(huán)路增益的反饋 (正如在許多線性放大器設(shè)計(jì)中所采用的 )幫助很大。 LC 濾波器輸入的反饋會大大提高 PSR 并且衰減所有非 LC濾波器失真源。LC 濾波器非線性可通過在反饋環(huán)路中包括的揚(yáng)聲器進(jìn)行衰減。在精心設(shè)計(jì)的閉環(huán) D 類放大器中，可以達(dá)到 PSR 60 dB 和 THD %的高保真音質(zhì)。 但反饋使得放大器的設(shè)計(jì)變得復(fù)雜，因?yàn)楸仨殱M足環(huán)路的穩(wěn)定性 (對 于高階設(shè)計(jì)是一種很復(fù)雜的考慮 )。連續(xù)時(shí)間模擬反饋對于捕獲有關(guān)脈沖時(shí)序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實(shí)現(xiàn)中，這會增加管芯成本。 為了將 IC 成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一個(gè)數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且用25 調(diào)整調(diào)制器進(jìn)行補(bǔ)償。這樣可以改善 PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對預(yù)期的輸出級時(shí)序誤差進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進(jìn)行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質(zhì) 要求寬松的應(yīng)用，可通過這些開環(huán) D類放大器進(jìn)行處理，但對于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。 EMI 處理 D類放大器輸出的高頻分量值得認(rèn)真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產(chǎn)生大量 EMI 并且干擾其它設(shè)備的工作。 兩種 EMI 需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo) EMI 和輻射 EMI 分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設(shè)計(jì)方法減少 D類放大器發(fā)射的 EMI，而不管其基線譜如何。 一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因?yàn)榕c EMI相關(guān)的強(qiáng)度與 環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個(gè) LC濾波器 (包括揚(yáng)聲器接線 )的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動和回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最小 (揚(yáng)聲器使用雙絞線對接線很有幫助 )。另一個(gè)要注意的地方是當(dāng)輸出級晶體管柵極電容開關(guān)時(shí)會產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個(gè)電荷來自儲能電容，從而形成一個(gè)包含兩個(gè)電容的電流環(huán)路。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的 EMI 影響，意味著儲能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對它充電。 有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的 RF 厄流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電 流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會沿電源線長距離傳導(dǎo)。 如果柵極驅(qū)動非重疊時(shí)間非常長，揚(yáng)聲器或 LC 濾波器的感應(yīng)電流會正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。在二極管完全斷開之前，會出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI 源。通過保持非重疊時(shí)間非常短 (還建議將音頻失真減至最小 )使 EMI減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基 (Schottky)二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，以轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一