【正文】 正是由于 D類(lèi)放大器的高效率，器件吸取的額外靜態(tài)電流僅為： 8181。這是 D類(lèi)放大器功率轉(zhuǎn)換的結(jié)果。關(guān)斷時(shí)， VREG不能提供邏輯高電平電壓。揚(yáng)聲器電感大于 60181。H的揚(yáng)聲器。由于省去了輸出濾波器，可以獲得更 小、更便宜、效率更高的方案。濾波器增加了成本，也增大了放大器的尺寸，并會(huì)降低效率。所有與 D類(lèi)輸出級(jí)相關(guān)的功耗主要是由 MOSFET導(dǎo)通電阻與消耗靜態(tài)電流產(chǎn)生的 I2R損耗決定。 比較器監(jiān)視器件輸入，并將互補(bǔ)輸入電壓與三角波進(jìn)行比較 。這些器件以D類(lèi)效率提供 AB類(lèi)放大器的性能，占用最小的電路板空間。 C擴(kuò)展級(jí)溫度范圍內(nèi)。短路與熱過(guò)載保護(hù)可防止器件在故障條件下?lián)p壞。受專(zhuān)利保護(hù)的調(diào)制與開(kāi)關(guān)方案可以省去傳統(tǒng) D類(lèi)放大器的輸出濾波器。 圖 532所示為數(shù)字功放中低通濾波器可能出現(xiàn)的位置及作用。 PWM 頻率為幾百 kHz，比音頻信號(hào)帶寬20~20kHz 大得多，為了從 PWM 開(kāi)關(guān)信號(hào)中恢復(fù)出音頻信號(hào)，通常采用低通濾波器（ LPF），低通濾波器頻率特性如 圖 529所示。 圖 528 H橋互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)輸出電路 低通濾波 1．濾波器的選擇 方案一：采用兩個(gè)相同的二階 Butterworth 低通濾波器。 ⑥． H 橋互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)輸出電路 對(duì) VMOSFET 的要求是導(dǎo)通電阻小，開(kāi)關(guān)速度快，開(kāi)啟電壓小。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 524 輸出削波之前 39 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 525 輸出中等幅度 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 526 殘余高頻噪聲 從以上各圖可以看出，在相同條件下，單極性 PWM比雙極性 PWM波形清晰，高頻包絡(luò)成分少，高頻噪聲僅有雙極性 PWM 的 1/16。對(duì) LC 濾波器設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，上述幾方面要求是相互矛盾：選擇 L、 C 的參數(shù)較小，可以得到寬頻帶平直的響應(yīng)曲線，但濾波后殘余的 PWM 高頻噪聲幅度較大，高頻噪聲超出音頻范圍，對(duì)聽(tīng)感不會(huì)造成太大影響，但導(dǎo)致嚴(yán)重的電磁干擾；如果選擇 L、 C 的參數(shù)較大，可以將高頻噪聲降至較低水平，但頻響范圍變小，頻響曲線不平坦，在特定頻率段會(huì)造成很大幅度的電壓抬升。如果 PWM中包含音頻信息，則輸出 PWM 波的占空比發(fā)生變化，占空比變化的雙極性 PWM 波與濾波后波形如 圖 521所示。 K1K K3K4 分別是橋的兩個(gè)橋臂，通過(guò)控制各個(gè)開(kāi)關(guān)的閉合與斷開(kāi)，產(chǎn)生 PWM1 與 PWM2 兩個(gè)信號(hào)，不同的開(kāi)關(guān)控制規(guī)律決定 PWM1 與 PWM2 的波 形不同，但無(wú)論何時(shí)，每個(gè)橋臂的上下兩只開(kāi)關(guān)不能同時(shí)導(dǎo)通，以防止直通大電流的產(chǎn)生；由 L、 C組成的低通率波器濾除 PWM 中的高頻成分，還原出原始音頻信號(hào)。 晶體三極管需要較大的驅(qū)動(dòng)電流，并存在儲(chǔ)存時(shí)間，開(kāi)關(guān)特性不夠好，使整個(gè)功放的靜態(tài)損耗及開(kāi)關(guān)過(guò)程中的損耗較大； IGBT 管的最大缺點(diǎn)是導(dǎo)通壓降太大。 圖 517 推挽單端輸出電路 方案二 ：選用 H 橋型輸出方式 (電路如圖 518 所示 )。 將 PWM 信號(hào)整形變換成互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)的輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，用CD40106 施密特觸發(fā)器并聯(lián)運(yùn)用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)式射極跟隨器驅(qū)動(dòng)的輸出管，保證了快速驅(qū)動(dòng)。 同時(shí)，采用滿幅運(yùn)放可在降低電源電壓時(shí)仍能正常放大，取 V? =VCC /2=2． 5V，要求輸入34 電阻 Ri 大干 10KΩ，故取 R1 =R2 =51KΩ，則 Ri ＝ 51／ 2=，反饋電阻采用電位器 R4 ，取 R4 =20KΩ ,反相端電阻 R3 取 2． 4KΩ，則前置放大器的最大增益 AV為 AV =1+R4/R3=1+20/≈ 調(diào)整 R4 使其增益約為 8，則整個(gè)功放的電壓增益從 0～ 32可調(diào)。 當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為 1w時(shí)，其 8Ω上的電壓 V PP_ =8v，此時(shí)送給比較器音頻信號(hào)的 V PP_ 值應(yīng)為 2V，則功放的最大增益約為 4(實(shí)際上，功放的最大不失真功率要略大干 l w，其電壓增益要略大干 4)。 3． 比較器 選用 LM311 精密、高速比較器， 電路如圖 ， 供電為 5v單電源， 給 V? ＝ V? 提供 2． 5v 的靜態(tài)電位，取 R12 ＝ R15 ， R13 ＝ R14 ， 4個(gè)電阻均取 10KΩ。若選定R10 為 100 kΩ，并忽略比較器高電平時(shí) R11上的壓降，則 R9 的求解過(guò)程如下： ()/100=1/R9, R9=100/=40KΩ 取 R9 為 39kΩ。 32 圖 512 脈 寬調(diào)制器 2． 三角波產(chǎn)生電路 該電路我們采用滿幅運(yùn)放 TLC4502 及高速精密電壓比較器 LM311 來(lái)實(shí)現(xiàn) (電路如圖 513所示 )。但是，如果能夠遵循良好的設(shè)計(jì)原則并且設(shè)定合理的設(shè)計(jì) 目標(biāo)，使用 D類(lèi)放大器可使音頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)更簡(jiǎn)單。因此必須考慮系統(tǒng)的總阻抗以確保足夠的電流驅(qū)動(dòng)能力和散熱性能。換言之， 8的揚(yáng)聲器只在很窄的頻帶內(nèi)才呈現(xiàn)出 8 阻抗。實(shí)際效率的提高根據(jù)不同 D類(lèi)放大器而異。本例中，假設(shè) D 類(lèi)放大器的輸出電流為 2A，電源電壓范圍為 5V 至 24V。該散熱片焊接在 PCB 上，是兼顧尺寸、成本、裝配方 便性和散熱性能的理想選擇。該散熱片的熱阻必須盡可能小，以使散熱性能最佳。在這種情況下，電感的銅芯繞線也可為 D放大器提供額外的散熱通道。該敷銅塊應(yīng)該在滿足系統(tǒng)信號(hào)走線的要求下具有盡可能大的面積。本文的案例中，敷銅層與散熱焊盤(pán)的右上方和右下方相連 (如圖 57)。 圖 56正弦波的 RMS 值 2. PCB 的散熱注意事項(xiàng) 在工業(yè)標(biāo)準(zhǔn) TQFN 封裝中，裸露的焊盤(pán)是 IC 散熱的主要途徑。雖然音頻信號(hào)可能具有與正弦波相近的峰值，但在 D類(lèi)放大器表現(xiàn)出來(lái)的熱效應(yīng)卻大大低于正弦波。通常情況下，語(yǔ)音的峰值與 RMS 功率之比 (即波峰因數(shù) )為 12dB，而音樂(lè)的波峰因數(shù)為 18dB 至 20dB。 1. 連續(xù)正弦波與音樂(lè) 在實(shí)驗(yàn)室評(píng)估 D類(lèi)放大器性能時(shí)，常使用連續(xù)正弦波作為信號(hào)源。在極個(gè)別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器 IC的成本可能比 LC 濾波器的總成本還要低。 另一方面， D 類(lèi)放大器的主要成本缺點(diǎn)是 LC 濾波器。 D類(lèi)放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本 (以及 PCB 面積 )，例如，散熱片或風(fēng)扇。 最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會(huì)影響 EMI，正如上面所提到的。 通過(guò)在磁芯周?chē)@線而形成電感。 表 51 標(biāo)稱(chēng)元器件值 如果設(shè)計(jì)不包括揚(yáng)聲器反饋，揚(yáng)聲器 THD 會(huì)對(duì) LC濾波器元器件的線 性度敏感。要獲得最佳濾波器設(shè)計(jì)效果，設(shè)計(jì)工程師應(yīng)當(dāng)總是爭(zhēng)取使用精確 的揚(yáng)聲器模型。 LC 濾波器設(shè)計(jì) 為了節(jié)省成本和 PCB 面積，大多數(shù) D 類(lèi)放大器的 LC 濾波器采用二階低通設(shè)計(jì)。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基 (Schottky)二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，以轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。 如果柵極驅(qū)動(dòng)非重疊時(shí)間非常長(zhǎng)，揚(yáng)聲器或 LC 濾波器的感應(yīng)電流會(huì)正向偏置輸出級(jí)晶體管端的寄生二極管。通常這個(gè)電荷來(lái)自?xún)?chǔ)能電容，從而形成一個(gè)包含兩個(gè)電容的電流環(huán)路。 一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因?yàn)榕c EMI相關(guān)的強(qiáng)度與 環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。如果不正確理解和處理，這些分量會(huì)產(chǎn)生大量 EMI 并且干擾其它設(shè)備的工作。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對(duì)預(yù)期的輸出級(jí)時(shí)序誤差進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進(jìn)行校正。在集成電路放大器實(shí)現(xiàn)中，這會(huì)增加管芯成本。LC 濾波器非線性可通過(guò)在反饋環(huán)路中包括的揚(yáng)聲器進(jìn)行衰減。 圖 54 D 類(lèi)開(kāi)環(huán)放大器 框圖 如果不解決失真問(wèn)題和電源問(wèn)題，就很難達(dá)到 PSR 優(yōu)于 10 dB，或總諧波失真 (THD)優(yōu)于 %。其它失真源包括：輸出脈沖上升時(shí)間和下降時(shí)間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動(dòng)電路時(shí)序特性的不匹配，以及 LC 低通濾波器元器件的非線性。 24 失真機(jī)理 : 失真機(jī)理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實(shí)現(xiàn)中的非線性，以及為了解決沖擊電流問(wèn)題輸出級(jí)所采用的死區(qū)時(shí)間。 “卡搭”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開(kāi)時(shí)發(fā)出的卡搭聲非常討厭。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題。在比較復(fù)雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個(gè)最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續(xù)工作而無(wú)須關(guān)斷。 輸出晶體管過(guò)流 : 如果輸出級(jí)和揚(yáng)聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題，但如果這些結(jié)點(diǎn)不注意與另一個(gè)結(jié)點(diǎn)或正、負(fù)電源短路，會(huì)產(chǎn)生巨大的電流。為了防止過(guò)熱危險(xiǎn)，需要溫度監(jiān)視控制電路。因此，晶體管尺寸的選 擇是傳導(dǎo)期間將 IDS VDS 損失降至最小與將開(kāi)關(guān)損耗降至最小之間的一個(gè)折衷。當(dāng)傳導(dǎo)大的IDS 時(shí)保證 VDS 很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻 (RON)很小 (典型值為 ～)。實(shí)驗(yàn)證明，當(dāng)失真要求在 ％22 以下時(shí)，用二階 Butterworth 最平坦響應(yīng)低通濾波器就能達(dá)到要求。所以要實(shí)現(xiàn)高保真，出現(xiàn)了很多與數(shù)字音響保真相同的考慮。頻率高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形， THD 就小，而且可以用低數(shù)值、小體積和精度要求相對(duì)差一些的電感和電容來(lái)制成濾波器，造價(jià)相應(yīng)降低?，F(xiàn)在小電流控制大電流的 MOSFET 已普遍運(yùn)用于工業(yè)領(lǐng)域，特別是近年來(lái) UHC MOSFET 已在 HiFi 功放上應(yīng)用，器件的障礙已經(jīng)消除。由于功放管處理的脈沖頻率是音頻信號(hào)的幾十倍，且要求保 持良好的脈沖前后沿，所以管子的開(kāi)關(guān)響應(yīng)要好。但由于此時(shí)電流很大， RC 結(jié)構(gòu)的低通濾波器電阻會(huì)耗能，不能采用，必須使用 Lc 低通濾波器。 第二部分就是 D類(lèi)功故，這是一個(gè)脈沖控制的大電流開(kāi)關(guān)放大器，把比較器輸出的 PWM信號(hào)變成高電壓、大電流的大功率 PWM 信號(hào)。若音頻輸入信號(hào)為零、直流偏置置三角波峰值的 1/2，則比較器輸出的高低電平持續(xù)的時(shí)間一樣，輸出就是一個(gè)占空比為 1﹕ 1的方波。共今關(guān)鍵的一步就是村音頻信號(hào)的調(diào)制。 D類(lèi)功放實(shí)際上只具有開(kāi)關(guān)功能，早期僅用于繼電器和電機(jī)等執(zhí)行元件的開(kāi)關(guān)控制 電路中。無(wú)倍號(hào)輸入時(shí)放大器處于截止?fàn)顟B(tài)，不耗電。所以，效率極高的 D類(lèi)功放，因其符合綠色華命的潮流正受著各方面的重視。 19 5 D 類(lèi)功放的硬件設(shè)計(jì) D 類(lèi)功放的設(shè)計(jì)原理 在音響領(lǐng)域里人們一直堅(jiān)守著 A 類(lèi)功放的陣地。而 B 類(lèi)放大器效率僅為 78%（理論值）， A類(lèi)功放的效率就更低。傳統(tǒng)功放一般都存在由于對(duì)管配對(duì)及各級(jí)調(diào)整不佳產(chǎn)生的過(guò)零、交越失真 。由于采用無(wú)負(fù)反饋的放大電路、數(shù)字濾波器等處理技術(shù)，可以將輸出濾波器的截止頻率設(shè)計(jì)得較高，從而保證在 20Hz~20kHz 內(nèi)得到平坦的幅頻特性和很好的相頻特性。與 D 類(lèi)放大器設(shè)計(jì)相比較，即使是最有效的線性輸出級(jí)，它們的輸出級(jí)功耗也很大。 f 輸 入 信 號(hào)的頻率 諧波頻譜 16 Y N 元件參數(shù)調(diào)整 仿真測(cè)試 確定研究課題 仿真建模 設(shè)定測(cè)試點(diǎn) 及要求 選定測(cè)試儀器 仿真測(cè)試 數(shù)據(jù)綜合 分析結(jié)果 圖 4－ 4 EDA 仿真分析 流程圖 D 放大器原理仿真概述 根據(jù)上面的研究， D 類(lèi)音頻功率放大器主要有三角波發(fā)生器、電壓比較器、場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電路和低通濾波器構(gòu)成，現(xiàn)將仿真電 路設(shè)計(jì)如下。 圖 4－ 4 給出了電路建模 EDA 仿真分析時(shí)一般的步驟根據(jù)流程圖的步驟 ，重點(diǎn)應(yīng)該做好課題建模、儀器的連接、運(yùn)行仿真試驗(yàn)、分析結(jié)果等工作。 EDA技術(shù)代表了當(dāng)今電子設(shè)計(jì)技術(shù)的最新發(fā)展方向。 15 圖 43 PWM 波的頻譜 D 類(lèi)功放的 EDA仿真 EDA 仿真概述 EDA（ Electronic Design Automation ）是指以計(jì)算機(jī)為工作平臺(tái)，融合應(yīng)用電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、智能化技術(shù)最新成果而研制成功的電子 CAD 通用軟件包。當(dāng)三角波幅度大于正弦波幅部分，變換電路輸出 1；而三角波幅小于正弦波幅處，變換電路均輸出 0；這樣即將輸入的正弦信號(hào)變?yōu)閷挾入S正弦信號(hào)波幅變化的 PWM 波。從電路看，當(dāng)兩支形狀短路阻抗為 0，開(kāi)路阻抗為無(wú)窮大時(shí)，電路效率 100%。脈沖串在由晶體管放大 后，便由 LC 低通濾波器進(jìn)行平滑處理，從而恢復(fù)為原有的音樂(lè)波形。采用脈寬調(diào)制后，音頻信號(hào)便成為一系列的用“ 0”和“ 1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號(hào)的幅度就越大。影響 D類(lèi)放大器應(yīng)用的第二個(gè)因素便是自身技術(shù)的發(fā)展。 D類(lèi)放大器的某些優(yōu)點(diǎn)推動(dòng)了手機(jī)和 LCD 平板顯示器這兩個(gè)終端設(shè)備市場(chǎng)的迅速發(fā)展。放大器的功耗主要以熱量的形式耗散。 D類(lèi)放大器與線性音頻放大器（如 A類(lèi)、 B 類(lèi)和 AB 類(lèi)）相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢(shì)。 D類(lèi)放大器工作于開(kāi)關(guān)狀態(tài)，無(wú)信號(hào)時(shí)無(wú)電流，而導(dǎo)電時(shí)，沒(méi)有直流損耗。為此，要提高效率則應(yīng)降低工作點(diǎn)，使無(wú)信號(hào)時(shí)，無(wú)直流損耗。其情