【正文】 在此，我要說(shuō)一聲： 李 老師，您辛苦了！謝謝您， 李 老師！ 李 老師自始至終給予了我很大的幫助，提供了很多參考資料、設(shè)計(jì)思想和許多非常實(shí)用的意見(jiàn)；在我灰心時(shí)鼓勵(lì)我?jiàn)^ 勇向前，松懈時(shí)啟發(fā)我積極進(jìn)取。采用 CPLD實(shí)現(xiàn)改進(jìn)的全橋 PWM方案，并結(jié)合 DSP 實(shí)現(xiàn)串并轉(zhuǎn)換、數(shù)字插值和噪聲整形等處理，可實(shí)現(xiàn)高保真的音頻放大器，設(shè)計(jì)的數(shù)字功率放大器可對(duì)數(shù)字音源輸出的音頻信號(hào)進(jìn)行直接放大，為數(shù)字音源和功率放大的整合提供了完整的解決方案。在超低音應(yīng)用中 ,低通濾波器的極點(diǎn)頻率通常設(shè)定在 60～ 180Hz。 外部元件功能說(shuō)明 元 件 功 能 R1,R2 輸入電阻 ,與 RF 一起定系統(tǒng)增益：Gain=[(RF/R1)(Vcc/)]/{1+[(RF/R1)(RF/R2)(RFL2/(RFL1+RFL2))(Vcc/T)]} RF,CF RF 與 CF 形成低駝江波器 ,設(shè)定誤差放大器增益和帶寬 ,fc=1/(2πRFCF）（ H2）上為 3dB 極點(diǎn) RFL1 RFL1 與 RFL2 提供反饋信號(hào)衰減。 誤差放大器 音頻輸入信號(hào)與來(lái)自輸出的反饋信號(hào)在誤差放大器上相加。對(duì)于給定的相同的電壓和負(fù)載 ,這種限幅將使輸出功率降低。 TDLY 的單 位為秒。所謂死區(qū)時(shí)間是指 LM4652中一對(duì) MOSFET 在另一對(duì) MOSFET 導(dǎo)通前被關(guān)斷的時(shí)間間隔。啟動(dòng)時(shí)間的調(diào)節(jié)可通過(guò)連接到 START 腳的電容（ CSTSRT）來(lái)控制。由于待機(jī)狀態(tài)關(guān)閉了脈沖寬度波形 ,其音東衰減大于 120dB,因 而 EMI被限制到最小限度 ,當(dāng)腳 13 不邏輯 “1”功 5V 時(shí) ,待機(jī)功能有效 。 系統(tǒng)功能簡(jiǎn)述 LM4651 是常規(guī)脈沖寬度調(diào)制器 /驅(qū)動(dòng)器 IC。 ●可進(jìn)行短路電流限制和熱關(guān)閉保護(hù) 。 ●開(kāi)關(guān)頻率外部可控 ,范圍為 75～ 200kHz。 ●輸出功率（ 4Ω、 75kHz、 10%THD 時(shí)）為 170W。 LM4652 的最大輸出電流為 10A。該腳上的輸入音頻信號(hào)與反饋信號(hào)相加 11 ERRVo 誤差放大器輸出腳 12 TSD 熱關(guān)閉輸入腳 ,連接 LM4652 的 熱關(guān)閉輸出 13 STBY 待機(jī)功能輸入腳 14 FBK1 反饋測(cè)量放大器 ,該腳必須連接到來(lái)自 VO1（ LM4652 腳 15）的反饋濾波器 16 OSC 開(kāi)關(guān)頻率振蕩腳 ,調(diào)節(jié)電阻從 0Ω變化 ,開(kāi)關(guān)頻率從75kHz 到 225kHz 變化 17 Delay 延遲時(shí)間調(diào)整腳 18 SCKT 短路設(shè)定腳 ,最小設(shè)定值是 10A 19 FBK2 反饋測(cè)量放大器腳 ,該腳必須連接到來(lái)知 VO2（ LM4652 的腳 7）的反饋濾波器 20,21 VDDBYP 供數(shù)字單元電路使用的調(diào)整器輸出 ,該腳僅作旁路用 22,23 VEE IC 負(fù)電源電壓 大慶石油學(xué)院應(yīng)用技術(shù)學(xué)院畢業(yè)論文 18 24 START 啟動(dòng)電容輸入腳。 LM4652 采用 15腳 TO220塑料封裝 ,分為隔離和非隔離兩種形式。因此，正弦信號(hào)可以作為極端熱測(cè)試的負(fù)載，使得放大器因發(fā)熱而關(guān)閉。轉(zhuǎn)換為分貝是 公式 （ ） ： 1 0 l o g ( )981 0 lo g ( )246PEAKdbREFPPPdB??? （ ） 減去波峰因子的限制，可得到不失真輸出的平均聲音水平： ? ?6 20 146 10 4dB dB dBle ss thanze rom e anssof te rdB dB dB? ? ?? ? ? （ ） 轉(zhuǎn)換成 RMS 輸出功率 ： ? ?? ?101095 5 1410 14dBPREFREFPP m W for dBW for dB????? （ ） 當(dāng) PPEAK 為 98W， RMS 輸出功率為 955mW 時(shí)，總功耗為 ，最大結(jié)點(diǎn)溫度為 61℃ 。一個(gè)典型的音樂(lè)信號(hào)的波峰因子為 3~10。 最高的結(jié)點(diǎn)溫度與放大器的性能沒(méi)有直接的關(guān)系。整個(gè)系統(tǒng)的效率使可以估算如下 公式（ ） ： 3 . 5PEAKPEAK LVIAR???????? （ ） 例如，假設(shè)驅(qū)動(dòng) 4Ω 低音擴(kuò)音器的一雙通道 D 類放大器在 60℃ 的環(huán)境中運(yùn)行，效率為全功率的 90%，不需要 14V的直流電源，有一個(gè) 5176。 D 類輸出晶體管在一個(gè)從全 “開(kāi) ”到全 “關(guān) ”的開(kāi)關(guān)模式下運(yùn)行，在線性區(qū)域花費(fèi)很少的時(shí)間，所以用于熱損耗的功率非常少。播放音樂(lè)時(shí)，放大器達(dá)到輸出功率峰值的時(shí)間很短，因而降低了 RMS 輸出功率。這些地方更需要系統(tǒng)的音頻放大器。60ns,延時(shí)匹配時(shí)間為 20ns)；IRFB23N15D (MOSFET功率管 ID=23A,R DS=90mΩ,Qg=37nC Bv=150V To220封裝 )，大慶石油學(xué)院應(yīng)用技術(shù)學(xué)院畢業(yè)論文 14 開(kāi)關(guān)頻率： 400KHz(可調(diào) )，額定輸出： 200W+200W／ 4歐， THD:%1mhz半功率 *頻率響應(yīng)： 5Hz40KHz(3dB)，電源：～ 220v177。 *FET 結(jié)殼熱阻要盡可能小，以保證結(jié)溫低于限制。這個(gè)反向的恢復(fù)電流趨向于形成一個(gè)很尖的形狀，和由于 PCB板和封裝雜散電感因起步希望的震蕩。 1對(duì) EMI(電磁輻射 )的考慮 在 D功放設(shè)計(jì)中的 EMI(電磁輻射 )是很麻 煩的，像在其他開(kāi)關(guān)應(yīng)用中一樣。大量流回到電源的能量來(lái)自于輸出 LPF 的電感存儲(chǔ)的能量。對(duì)于一個(gè) D類功放的可靠設(shè)計(jì)來(lái)講確保死區(qū)時(shí)間總是正的而決不是負(fù)的來(lái)防止晶體管進(jìn)入直通，這是非常重要的。這些分析器也許很難防止 D 類功放的載波泄露。這個(gè)標(biāo)志著更好線性與高低端開(kāi)關(guān)器件轉(zhuǎn)換過(guò)程的重要性。 當(dāng)輸出電流隨著音頻輸入信號(hào)的不同而變化時(shí)， D 類功放將改變它的操作區(qū)，這樣每個(gè)都會(huì)有細(xì)小的不同增益。因此， PWM波形只被嵌入到低端器件柵極信號(hào)的死區(qū)時(shí)間短路。因此 PWM 波形只被嵌入到 高端柵極信號(hào)的死區(qū)短路了，而造成所希望的輸入占空比的輕微電壓增益降低。 讓我們檢查一下第一個(gè)操作區(qū)，在這里電流比電感器波紋電流還大時(shí)，輸出電流就從 D 類功放流向負(fù)載。幾十納秒少量的死區(qū)時(shí)間很容易就產(chǎn)生 1%以上的 THD(總諧波失 真 )。雜散參數(shù)導(dǎo)致過(guò)度邊緣的震蕩。其不完美是由于 D類功放產(chǎn)生 的失真開(kāi)關(guān)波形造成的。在全橋中的一個(gè)臂傾向于消耗另一個(gè)臂的能量。盡管如此，橋拓?fù)涞墓逃胁罘州敵?結(jié)構(gòu)可以消除諧波失真和直流偏置，就像在 AB 功放中一樣?，F(xiàn)在一 起 看 一 下 D 類 功 放 的 損 失 ， 在 輸 出 器 件 中 的 全 部 損 耗 如 下 ：Ptotal=Psw+Pcond+PgdPsw 是開(kāi)關(guān)損耗 Pcond 是導(dǎo)通損耗， Pgd 是柵極驅(qū)動(dòng)損耗 從上式可看于 D 類功放的輸出損耗是根據(jù)器件的參數(shù)來(lái)定的 ,即基于 Qg(柵極電荷 )、Rds(on)(靜態(tài)漏源通態(tài)電阻 )、 Coss(MOSFET 的輸出電容 )和 tf(MOSFET 下降時(shí)間 )，所以減少 D 類功放損耗應(yīng)有效選擇器件， D 類功放的功率損耗和 K 的函數(shù)關(guān)系。因大慶石油學(xué)院應(yīng)用技術(shù)學(xué)院畢業(yè)論文 12 而在選擇器件 以前要知道輸出功率和負(fù)載阻抗 (如 100W 8Ω)，功率電路拓?fù)?(如半橋梁或全橋 )，調(diào)制度 (如 89%—90%)。因此，在這種功放中開(kāi)關(guān)要做到低的電壓降，快速的開(kāi)關(guān)時(shí)間和低雜散電感。但 D 類功放對(duì)兩個(gè) MOSFET 有著相同 的優(yōu)化方式。其二、在同步降壓轉(zhuǎn)換器中負(fù)載電流的方向總是朝著負(fù)載，即電感電流為單向。這個(gè)主要發(fā) 生在低頻上，如低于 100Hz 是這樣。 增益 線性功放增益不受母線電壓影響而變化，然而 D 類功放的增益是和母線電壓成比例的。這個(gè) PWM 信號(hào)被用來(lái)驅(qū)動(dòng)功率級(jí)，產(chǎn)生放大的數(shù)字信號(hào)，最后一個(gè)低通過(guò)濾波器被用在這個(gè)信號(hào)上來(lái)濾掉 PWM 載波頻率，重新得到正弦波音頻信號(hào)。 上面圖 1 顯示的是半橋 D 類功放的基本功能圖，其中給出了每級(jí)的波形。 眾所周知 , A 類、 B 類和 AB 類功放均是線形功放 ,那么 D類功放與它們究竟有什么不同？我們首先應(yīng)作討論。但 D 類功放與其不同的是基本是一個(gè)開(kāi)關(guān)功放或者是脈寬調(diào)制功放。 D 類音頻功率放大器設(shè)計(jì)需知 本文從構(gòu)成、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)比、 MOSFET 的選擇與功率損耗、失真和噪音產(chǎn)生、音頻性能等 D 類音頻功率放大器設(shè)計(jì)有關(guān)的基礎(chǔ)問(wèn)題作分析 ,并例舉 D 類功率放大器參考設(shè)計(jì)。時(shí)鐘信號(hào)經(jīng) 512 進(jìn)制計(jì)數(shù)器得到進(jìn)位脈沖 C0 和 Cy2(延時(shí) C0 半個(gè)周期 )，用以決定 PWM 信號(hào)的 頻率，其上升沿將 D 觸發(fā)器 Q 端置 1； 512 進(jìn)制計(jì)數(shù)器的數(shù)值從 0 開(kāi)始不斷遞加，當(dāng)計(jì)數(shù)值與輸入脈寬寄數(shù)值相等時(shí)，比較器輸出一個(gè)負(fù)脈沖，將觸發(fā)器C 清 0。當(dāng)輸入音頻信號(hào)電壓為 0時(shí)，輸出兩路占空比為 50％的脈沖波；輸入信號(hào)電壓為正時(shí)，一路輸出為占空比大于 50％的脈沖波，另一路輸出為占空比小于 50％的脈沖波；輸入信號(hào)電壓為負(fù)時(shí)，情況則相反。 當(dāng)一路信號(hào)確定時(shí)，改進(jìn) PWM 方案的第二路輸出與傳統(tǒng) PWM 方案的第二路輸出相差了半個(gè)周期。實(shí)現(xiàn)時(shí)，通常采取 2 路輸出脈沖相位相反的方法。 D 類放大器一般由積分器、 PWM 電路、開(kāi)關(guān)功放電路及輸出濾波器組成，原理框圖如圖 31 所示。 圖 21 脈沖寬度調(diào)制信號(hào)波形 圖 2 是 D 類數(shù)字功放的原理圖，為每個(gè)數(shù)字聲源直接輸出的 PCM 信號(hào)輸入，機(jī)內(nèi)還設(shè)置有一個(gè) PCM／ PWM兩種脈沖編碼的轉(zhuǎn)換裝置。按一定的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。當(dāng)一只 MOSFET 完全導(dǎo)通時(shí)，其管壓降很低；而當(dāng) MOSFET 完全截止時(shí)，通過(guò)管子的電流為零。線性工作模式是指器件工作在某個(gè)特性曲線中的線性部分，但也未必如此。溫度較高的器件往往把電流導(dǎo)向其他 MOSFET，允許并行電路配置。 (3)MOSFET 的開(kāi)關(guān)速度比較迅速，他是一種多數(shù)載流子器件，沒(méi)有電荷存儲(chǔ)效應(yīng)，能夠以較高速度工作。利用 PWM 能將音頻輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為高頻開(kāi)關(guān)信號(hào)。通過(guò)采用一個(gè)簡(jiǎn)單但功能強(qiáng)大的內(nèi)部控制邏輯系統(tǒng)改善音頻輸出，并額外增加一套輸入晶體管，這些晶體管可以實(shí)現(xiàn)對(duì)音頻信號(hào)輸入的更精細(xì)的控制。這些放大器需要源選擇，音量，平衡和音調(diào)控制等復(fù)雜的前端功能，而這些附加的功能增加了額外的復(fù)雜性。同時(shí)，便攜電子設(shè)備的工作時(shí)間一直是廠商全力追求的最重要的性能指標(biāo)，新的無(wú)濾波器 D 類放大器在幾瓦特的功率級(jí)別上正在取代原先固定的 AB 類器件。 首先要 加大電源變壓器的容量，這是過(guò)去一些放大器生產(chǎn)廠所不樂(lè)意的，因?yàn)榧哟箅娫醋儔浩魅萘繒?huì)使成本大量增加，整機(jī)的重量和體積也會(huì)加大；但現(xiàn)在聽(tīng)小喇叭的人越來(lái)越多，這些小喇叭大多效率很低，有些名牌音箱如 CelestionSI 一 6O0 或Ro3ersLS3／ 5a，十分大食難推，再加上現(xiàn)代節(jié)目信號(hào)中常常出現(xiàn)一些炮彈爆炸，鑼鼓敲擊的聲音，對(duì)放大器是一個(gè)極為嚴(yán)峻的考驗(yàn)，同樣兩臺(tái) 100W 的放大器，一臺(tái)可能讓你感覺(jué)到大炮地動(dòng)山搖的震撼力，而另一臺(tái)可能象是破鼓在 “咐咐 ”作響。 既然如此，又有什么理由不引起對(duì)電源的高度重視呢。同樣，推挽電路中，如果兩只異極性的晶體管特性不一致時(shí)，對(duì)波形的兩個(gè)半周就不能做到一視同仁地放大，這將增力 D 電路的失真度。 Q2 和 Qd 構(gòu)成鏡像電流源，把 Q，的集電極電流轉(zhuǎn)移到 Qz 上，所以盡管是單端輸出，電流推動(dòng)能力卻比原來(lái)增大了一倍。如果把輸入級(jí)變動(dòng)一下，從互補(bǔ)推挽的 Q：和 Qg 的集電極輸出信號(hào)，那么電壓推動(dòng)級(jí)就可以在圖七的基礎(chǔ)上再增加一組 NPN 管構(gòu)成的共射一共基電路，做到推挽輸出，這時(shí)電路也就非常對(duì)稱平衡了，幾乎達(dá)到了完美的程度。 首先是它的寬頻響，由于共基放大管 Qs 非常低的輸入阻抗，使 Q，喪失了電壓增益，彌勒效應(yīng)的影響就非常微弱。電路的主要缺陷在于電壓推動(dòng)級(jí)，因?yàn)?Q1 承擔(dān)了提供電壓增益的主要任務(wù)，必然是開(kāi)環(huán)失真很大，頻帶狹窄。有意思的是，在功率放大器中，對(duì)稱和平衡也有類似的效果。至今，音響界對(duì)于 TIM失真都還有爭(zhēng)議，但這畢竟是人們認(rèn)識(shí)的深化，它使后來(lái)放大器的設(shè)計(jì)思想發(fā)生了根本性的變化，即更加注重放大器的動(dòng)態(tài)性能而不是僅僅滿足于靜態(tài)技術(shù)指標(biāo)的提高。將達(dá)不到應(yīng)有的電壓值，輸入級(jí)也不可能得到應(yīng)有的反饋電壓 Vf，因而，在過(guò)渡脈沖通過(guò)輸入級(jí)的瞬大慶石油學(xué)院應(yīng)用技術(shù)學(xué)院畢業(yè)論文 3 間，輸入級(jí)將處于負(fù)．反饋失控狀態(tài)，致使輸入級(jí)嚴(yán)重 過(guò)載，輸出將嚴(yán)重削波引起過(guò)渡脈沖瞬時(shí)失真。晶體管功放由于要施加 40dB。 1963年，芬蘭 Helvar 工廠的一名工程師在制作一臺(tái)晶體管擴(kuò)音機(jī)時(shí)，由于接線失誤，使電