【正文】 18 系列 )。此外， 12 負載的工作效率要比 4 負載的高出 10%到 15%，降低了功耗。然而，高頻揚聲器和分頻網(wǎng)絡的存在將降低阻抗值。 若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。使振蕩器頻率 f在 150KHz 左右有較大的調(diào)整范圍。 選擇同相放大器的目的是容易實現(xiàn)輸入電阻 R1=10KΩ的要求。電路輸出載波峰 —峰值不可能超過 5v 電源電 壓，最大輸出功率遠達不到題目 的基本要求。 2. 開關功率輸出電路 ① ． H 橋式輸出電路基本結構 H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時可以實現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放 H 橋式輸出電路如 圖 519所示，由四個開關與輸出濾波器組成。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復音頻信號，要采用 LC元件對 PWM 進行濾波， LC 參數(shù)要根據(jù)負載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進行設計。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線 40 ⑤． 總結 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類 PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點，所反映出的負載阻抗變化敏感性小，特別適合負載變化較大的應用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負載阻抗時，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應。 2． 低通濾波 采用開關放大技術的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關功率級輸出的高頻 PWM信號中包含有音頻信號。這兩款器件采用了 D類結構，提供 15W功率時效率高達 78%。 C至 +85176。該器件也可以配置為單端輸入放大器。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類效率的對比 應用信息 1. 無濾波工作 傳統(tǒng)的 D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復音頻信號。為獲得最佳效果，可以用一個等效串聯(lián)電感大于 30181。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設計，并降低了系統(tǒng)成本。W的額外功率。例如，在 AB類器件中， 8mV的直流失調(diào)電壓通過 8?負載會額外消耗 1mA的電流。H時可以獲得最佳效率。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠遠超出了大多數(shù)揚聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。 45 理論上線性放大器的最佳效率為 78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。獨特的無濾波調(diào)制方案以及擴頻切換模式構成了一個緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃?LC、 RC型， RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負載電阻 RL 是影響 Q值的一個變量，負載電阻的變化將影響頻率響應曲線， 圖 533所示為負載電阻為 4 歐姆所設計的 LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對于 8 歐姆與 2 歐姆負載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經(jīng) LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線對比如 圖 527。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 方案 二：選用 VMOSFET 管。 驅動電路晶體三極管選用 2SC8050 和 2SA8550 對管。 因此必須對輸入的音頻信號進行前置放 大，其增益應大干 5。 選定工作頻率為 f=150kh，并選 R7+R6=20kΩ，則電容 C3 的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為 I=()/R7+R6=(R7+R6) 則電容兩端最大電壓值為 33 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc ??? ? 其中 T1 為半周期， T1 =T/2=1/2f。 D 類功放電路分析與計算 脈寬調(diào)制器（ PWM） 1． 方案論證與比較 方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實現(xiàn) 方案二：采用圖 512 所示方式來實現(xiàn)。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會大于其標稱值，如圖 511 示。電源電壓大于等于 8V 時， 4的負載電流將達到 2A，相 應的最大連續(xù)輸出功率為 8W。采用底部的裸露30 焊盤后， PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。 盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。對底部有裸露焊盤的封裝來說， PCB及其敷銅層是 D 類放大器主要的散熱渠道。圖 56所示為 時域內(nèi)音頻信號和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測量兩者 RMS 值的結果。即使是忽略成本方面的考慮， LC 濾波器占用的 PCB 面積也是小型應用中的一個問題。 D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關的電阻很重要。 圖 55 差分開關輸出級和 LC低通濾波器 常見的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應下降減至最小以獲得最低帶寬。這很有幫助，因為 Schottky 二 極管的金屬半導體結本質(zhì)上不受反向恢復效應的影響。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的 EMI 影響，意味著儲能電容應盡可能靠近晶體管對它充電。 兩種 EMI 需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導的信號。 為了將 IC 成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。甚至更壞的情況， THD 趨向于有害音質(zhì)的高階失真。 在 D 類調(diào)制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關斷。 在簡單的保護方案中，當通過一個片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，并且一直保持到冷卻下來。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容 (CG)。 還有一個與音質(zhì)有很 大關系的因素就是位于驅動輸出與負載之間的無源濾波器。 調(diào)制電路也是 D類功放的一個特殊環(huán)節(jié)。當占空比大于 1： 1的脈沖到來時， C 的充電時間大子放電時間，輸出電平上升；窄脈沖到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相 — 致，所以原音頻傳號被恢復出來，見圖52。當有音頻信號輸入時，正半周期間，比較器輸出高電平的時間比低電乎長，方波的占空比大于 1： 1，負半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號幅度高于三角波幅度的時 間卻大為減少，方被占空比小于 1： 1。然而，開關功能 (也就是產(chǎn)生數(shù)字信號的功能 )隨著數(shù)字音頻技術研率的不斷深入，用于 Hi— F1 音頻放大的道路卻口益暢通。 由于集成電路技術的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術上還是在價格上均已不成問題。由于 D 類功放極高的效率，半導體器件的溫升明顯減小，失真率也就顯著減小。 （ 3）瞬態(tài)響應好，即“動態(tài)特性”好。 圖 4－ 5 D類放大器的仿真電路 17 其中輸入信號為 1KHz 的正弦波，抽樣信號為 200KHz 由的三角波，由 EWB中的信號發(fā)生器提供，幅度為 2V，占空比為 50％；電壓比較器采用 EWB 中的理想運算放大器，輸出的極值為－ 5V～＋ 5V；場效應管驅動電路采用理想場效應管構成的開關放大電路；低通濾波器為 LC 二階濾波器。它不僅為電子技術設計人員提供了“自頂向下”的設計理念，同時也為教學提供了一個極為便捷的、科學的實驗教學平臺。 D類功放使用的開關管采用功率型 MOSFET，即大功率場效應管，并為保證足夠的激勵電壓而設有驅動電路，使 FET 能充分的開啟和關斷。 D 類放大器的電路工作方式為開關狀態(tài)，作為放大音頻正弦信號，還需模 /數(shù)轉換電路，將音頻模擬信號先變?yōu)槊}沖方波，從而進行放大。根據(jù)市場需要，一些制造商改進了 D 類放大技術，使 D類放大器具有更理想價格的同時，也具備了與 AB 類放大器相近的音頻性能。 D 類放大器對散熱器的要求大為降低，甚至可以省去散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應用。事實上由于關斷時器件尚有微小漏電流，而導通時，器件并未完全短路，尚有一定管壓降，故存在較少直流損耗，效率不能達 100%，實際在 8090%,是實用放大器中效率最高的。 圖 33 推挽電路形式 iCQUCCuCEO( b )11 圖 34 AB 類放大和 B類放大 3. C 類放大器 情況如圖 35，靜態(tài)置偏點在截止點之下，當信號輸入時只有超過偏置點部分管子才導通 (導通角小于 90 度 )，效率更高，但由于失真過大，難用于音頻功放，多用于高頻功放作為倍頻用，集電極電流呈脈沖狀，諧波豐富，再用高 Q電路調(diào)諧于基波頻率，濾處諧波成分，使輸出完整波形的正弦波。因此，它不能直接輸入模擬音頻信號，而是需要某種變換后再放大。 8 測量條件如下 :調(diào)節(jié)音量控制器使輸出電壓約為最大輸出電壓的 50%輸入端接音調(diào)控制器，使信號發(fā)生器的輸出頻率 fI 從 20Hz20KHz(保持 Ui =20mV 不變 )測出負載電阻上對應的輸出電壓 U0 。 音響的結構及參數(shù) 前置放大器和功率放大器，前置放大器承擔控制任務為主，對各種節(jié)目源信號進行選擇和處理，對微弱信號放大到 ，進行各種音質(zhì)控制，以美化音色。功率器件的耗散功率小，產(chǎn)生熱量少，可以大大減小散熱器的尺寸，連續(xù)輸出功率很容易達到數(shù)百瓦。工作在開關狀態(tài)下的 D類功率放大器卻很容易實現(xiàn)，大功率，高效率，低失真。而作為音響系統(tǒng)最后環(huán)節(jié)的功率放大器和揚聲器卻長期在數(shù)字化的大門外徘徊。本系統(tǒng)以高效率 D 類功率放大器為核心，輸出開關管采用高速VMOSFET 管，連接成互補對稱 H橋式結構，最大不失真輸出功率大于 1W，平均效率可達到 70％左右。 其實 早在 20世紀 60年代末期就有人著手數(shù)字放大器的研究，為什么在這數(shù)十年以來的音響發(fā)展歷程，一直不見其產(chǎn)品面市？究其原因，是在數(shù)字音頻放大器的設計與制作過程中，最大的難題就是高速轉換控制系統(tǒng)。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點 : ，成本高。而且有更高的保真度，這一點，在國外的 SVD 類功率放大器中已經(jīng)開始運用，如 :TEXAS 公司的 TPA2021D2。 放大器的技術指標 : 音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值 (r1%)的最大功率稱為額定功率，表達式； P0 = U0 2 /RL , U0 為負載兩端的最大不失真電壓， RL 為額定負載阻抗。 測量 :使輸入端對地短路，音量電位器為最大值，用示波器觀察輸出負載 RL的電壓波形，用交流電壓表測量其有效值。 圖 31 A類放大器 2. B 類放大器 10 圖 32 B 類放大器 靜態(tài)置偏為 Q 點，處于截止點上，因此信號輸入時，只有半周導通 (導通角為 90 度 ) ，如圖 32所示， 。為此，要提高效率則應降低工作點，使無信號時，無直流損耗。 D類放大器與線性音頻放大器（如 A類、 B 類和 AB 類）相比，在功效上有相當?shù)膬?yōu)勢。 D類放大器的某些優(yōu)點推動了手機和 LCD 平板顯示器這兩個終端設備市場的迅速發(fā)展。采用脈寬調(diào)制后，音頻信號便成為一系列的用“ 0”和“ 1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號的幅度就越大。從電路看，當兩支形狀短路阻抗為 0，開路阻抗為無窮大時，電路效率 100%。 15 圖 43 PWM 波的頻譜 D 類功放的 EDA仿真 EDA 仿真概述 EDA（ Electronic Design Automation ）是指以計算機為工作平臺，融合應用電子技術、計算機技術、智能化技術最