【正文】 18 系列 )。此外， 12 負(fù)載的工作效率要比 4 負(fù)載的高出 10%到 15%，降低了功耗。然而，高頻揚(yáng)聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。 若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。使振蕩器頻率 f在 150KHz 左右有較大的調(diào)整范圍。 選擇同相放大器的目的是容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻 R1=10KΩ的要求。電路輸出載波峰 —峰值不可能超過 5v 電源電 壓，最大輸出功率遠(yuǎn)達(dá)不到題目 的基本要求。 2. 開關(guān)功率輸出電路 ① ． H 橋式輸出電路基本結(jié)構(gòu) H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動(dòng)平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放 H 橋式輸出電路如 圖 519所示，由四個(gè)開關(guān)與輸出濾波器組成。 38 圖 522 單極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 523 單極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ④． LC 濾波特性 為了從 PWM 波中恢復(fù)音頻信號(hào)，要采用 LC元件對(duì) PWM 進(jìn)行濾波， LC 參數(shù)要根據(jù)負(fù)載阻抗、 PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進(jìn)行設(shè)計(jì)。 (a)雙極性 PWM (b) 單極性 PWM 圖 527 不同阻抗幅頻特性曲線 40 ⑤． 總結(jié) 數(shù)字功放 H 橋式輸出電路的兩類 PWM可分為雙極性與單極性；單極性 PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小， 4Ω以上阻抗幅頻特性平直， 10kHz～ 20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點(diǎn)，所反映出的負(fù)載阻抗變化敏感性小，特別適合負(fù)載變化較大的應(yīng)用場(chǎng)合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負(fù)載阻抗時(shí)，采用雙極性 PWM 可以得到更大范圍的頻率響應(yīng)。 2． 低通濾波 采用開關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關(guān)功率級(jí)輸出的高頻 PWM信號(hào)中包含有音頻信號(hào)。這兩款器件采用了 D類結(jié)構(gòu)，提供 15W功率時(shí)效率高達(dá) 78%。 C至 +85176。該器件也可以配置為單端輸入放大器。 圖 61 MAX9704 效率與 AB 類效率的對(duì)比 應(yīng)用信息 1. 無濾波工作 傳統(tǒng)的 D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的 PWM輸出恢復(fù)音頻信號(hào)。為獲得最佳效果，可以用一個(gè)等效串聯(lián)電感大于 30181。 MAX9703/MAX9704的 REG輸出為 MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳 (G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡(jiǎn)化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并降低了系統(tǒng)成本。W的額外功率。例如，在 AB類器件中， 8mV的直流失調(diào)電壓通過 8?負(fù)載會(huì)額外消耗 1mA的電流。H時(shí)可以獲得最佳效率。 由于 MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了大多數(shù)揚(yáng)聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。 45 理論上線性放大器的最佳效率為 78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。獨(dú)特的無濾波調(diào)制方案以及擴(kuò)頻切換模式構(gòu)成了一個(gè)緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。 MAX9703 提供 32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝， MAX9704采用 32引腳 TQFN(7mm x 7mm x )封裝。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃?LC、 RC型， RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如 表 52所示 42 圖 532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表 52 低通濾波器的比較 以二階 LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為： 在 LC 低通濾波器中，負(fù)載電阻 RL 是影響 Q值的一個(gè)變量，負(fù)載電阻的變化將影響頻率響應(yīng)曲線， 圖 533所示為負(fù)載電阻為 4 歐姆所設(shè)計(jì)的 LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對(duì)于 8 歐姆與 2 歐姆負(fù)載，在 20kHz 處的幅度分別有 2db 的抬升與 4dB 的下降。 缺點(diǎn)是負(fù)載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 在阻抗分別為 2Ω、 4Ω、 8Ω、 16Ω、 32Ω、空載等情況下，雙極性 PWM與單極性 PWM經(jīng) LC濾波后的 20～ 20kHz 幅頻特性曲線對(duì)比如 圖 527。 圖 520 雙極性 PWM 占空比為 50%波形 圖 521 雙極性 PWM 占空比變化與濾波后波形 ③． 單極性 PWM H橋式電路輸出的兩路 PWM 波是同相的， 圖 522所示為 50%占空比，輸入為零的情況， PWM1與 PWM2 的相位差為零。 方案 二：選用 VMOSFET 管。 驅(qū)動(dòng)電路晶體三極管選用 2SC8050 和 2SA8550 對(duì)管。 因此必須對(duì)輸入的音頻信號(hào)進(jìn)行前置放 大，其增益應(yīng)大干 5。 選定工作頻率為 f=150kh，并選 R7+R6=20kΩ，則電容 C3 的計(jì)算過程如下：對(duì)電容的恒流充電或放電電流為 I=()/R7+R6=(R7+R6) 則電容兩端最大電壓值為 33 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc ??? ? 其中 T1 為半周期， T1 =T/2=1/2f。 D 類功放電路分析與計(jì)算 脈寬調(diào)制器（ PWM） 1． 方案論證與比較 方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實(shí)現(xiàn) 方案二：采用圖 512 所示方式來實(shí)現(xiàn)。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會(huì)大于其標(biāo)稱值，如圖 511 示。電源電壓大于等于 8V 時(shí)， 4的負(fù)載電流將達(dá)到 2A，相 應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 8W。采用底部的裸露30 焊盤后， PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。 盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。對(duì)底部有裸露焊盤的封裝來說， PCB及其敷銅層是 D 類放大器主要的散熱渠道。圖 56所示為 時(shí)域內(nèi)音頻信號(hào)和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測(cè)量?jī)烧?RMS 值的結(jié)果。即使是忽略成本方面的考慮， LC 濾波器占用的 PCB 面積也是小型應(yīng)用中的一個(gè)問題。 D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長(zhǎng)度相關(guān)的電阻很重要。 圖 55 差分開關(guān)輸出級(jí)和 LC低通濾波器 常見的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。這很有幫助，因?yàn)?Schottky 二 極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的 EMI 影響，意味著儲(chǔ)能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對(duì)它充電。 兩種 EMI 需要考慮：輻射到空間的信號(hào)和通過揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號(hào)。 為了將 IC 成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。甚至更壞的情況， THD 趨向于有害音質(zhì)的高階失真。 在 D 類調(diào)制器輸出脈寬中通常對(duì)包含音頻信號(hào)幅度的信息進(jìn)行編碼。晶體管的先開后合控制通過在一個(gè)晶體管導(dǎo)通之前強(qiáng)制兩個(gè)晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。在這個(gè)方案中，如果限流保護(hù)無效，最后的手段是強(qiáng)制關(guān)斷。 在簡(jiǎn)單的保護(hù)方案中，當(dāng)通過一個(gè)片內(nèi)傳感器測(cè)量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級(jí)關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容 (CG)。 還有一個(gè)與音質(zhì)有很 大關(guān)系的因素就是位于驅(qū)動(dòng)輸出與負(fù)載之間的無源濾波器。 調(diào)制電路也是 D類功放的一個(gè)特殊環(huán)節(jié)。當(dāng)占空比大于 1： 1的脈沖到來時(shí)， C 的充電時(shí)間大子放電時(shí)間，輸出電平上升；窄脈沖到來時(shí)，放電時(shí)間長(zhǎng)，輸出電平下降，正好與原音頻信號(hào)的幅度變化相 — 致，所以原音頻傳號(hào)被恢復(fù)出來，見圖52。當(dāng)有音頻信號(hào)輸入時(shí)，正半周期間，比較器輸出高電平的時(shí)間比低電乎長(zhǎng)，方波的占空比大于 1： 1，負(fù)半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號(hào)幅度高于三角波幅度的時(shí) 間卻大為減少，方被占空比小于 1： 1。然而，開關(guān)功能 (也就是產(chǎn)生數(shù)字信號(hào)的功能 )隨著數(shù)字音頻技術(shù)研率的不斷深入，用于 Hi— F1 音頻放大的道路卻口益暢通。 由于集成電路技術(shù)的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術(shù)上還是在價(jià)格上均已不成問題。由于 D 類功放極高的效率，半導(dǎo)體器件的溫升明顯減小，失真率也就顯著減小。 （ 3）瞬態(tài)響應(yīng)好，即“動(dòng)態(tài)特性”好。 圖 4－ 5 D類放大器的仿真電路 17 其中輸入信號(hào)為 1KHz 的正弦波，抽樣信號(hào)為 200KHz 由的三角波，由 EWB中的信號(hào)發(fā)生器提供，幅度為 2V，占空比為 50％；電壓比較器采用 EWB 中的理想運(yùn)算放大器，輸出的極值為－ 5V～＋ 5V；場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電路采用理想場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成的開關(guān)放大電路；低通濾波器為 LC 二階濾波器。它不僅為電子技術(shù)設(shè)計(jì)人員提供了“自頂向下”的設(shè)計(jì)理念，同時(shí)也為教學(xué)提供了一個(gè)極為便捷的、科學(xué)的實(shí)驗(yàn)教學(xué)平臺(tái)。 D類功放使用的開關(guān)管采用功率型 MOSFET，即大功率場(chǎng)效應(yīng)管，并為保證足夠的激勵(lì)電壓而設(shè)有驅(qū)動(dòng)電路，使 FET 能充分的開啟和關(guān)斷。 D 類放大器的電路工作方式為開關(guān)狀態(tài)，作為放大音頻正弦信號(hào)，還需模 /數(shù)轉(zhuǎn)換電路，將音頻模擬信號(hào)先變?yōu)槊}沖方波，從而進(jìn)行放大。根據(jù)市場(chǎng)需要，一些制造商改進(jìn)了 D 類放大技術(shù)，使 D類放大器具有更理想價(jià)格的同時(shí)，也具備了與 AB 類放大器相近的音頻性能。 D 類放大器對(duì)散熱器的要求大為降低，甚至可以省去散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應(yīng)用。事實(shí)上由于關(guān)斷時(shí)器件尚有微小漏電流，而導(dǎo)通時(shí)，器件并未完全短路，尚有一定管壓降，故存在較少直流損耗，效率不能達(dá) 100%，實(shí)際在 8090%,是實(shí)用放大器中效率最高的。 圖 33 推挽電路形式 iCQUCCuCEO( b )11 圖 34 AB 類放大和 B類放大 3. C 類放大器 情況如圖 35，靜態(tài)置偏點(diǎn)在截止點(diǎn)之下，當(dāng)信號(hào)輸入時(shí)只有超過偏置點(diǎn)部分管子才導(dǎo)通 (導(dǎo)通角小于 90 度 )，效率更高，但由于失真過大，難用于音頻功放，多用于高頻功放作為倍頻用，集電極電流呈脈沖狀，諧波豐富，再用高 Q電路調(diào)諧于基波頻率，濾處諧波成分，使輸出完整波形的正弦波。因此，它不能直接輸入模擬音頻信號(hào)，而是需要某種變換后再放大。 8 測(cè)量條件如下 :調(diào)節(jié)音量控制器使輸出電壓約為最大輸出電壓的 50%輸入端接音調(diào)控制器，使信號(hào)發(fā)生器的輸出頻率 fI 從 20Hz20KHz(保持 Ui =20mV 不變 )測(cè)出負(fù)載電阻上對(duì)應(yīng)的輸出電壓 U0 。 音響的結(jié)構(gòu)及參數(shù) 前置放大器和功率放大器，前置放大器承擔(dān)控制任務(wù)為主，對(duì)各種節(jié)目源信號(hào)進(jìn)行選擇和處理，對(duì)微弱信號(hào)放大到 ，進(jìn)行各種音質(zhì)控制，以美化音色。功率器件的耗散功率小，產(chǎn)生熱量少，可以大大減小散熱器的尺寸，連續(xù)輸出功率很容易達(dá)到數(shù)百瓦。工作在開關(guān)狀態(tài)下的 D類功率放大器卻很容易實(shí)現(xiàn)，大功率，高效率，低失真。而作為音響系統(tǒng)最后環(huán)節(jié)的功率放大器和揚(yáng)聲器卻長(zhǎng)期在數(shù)字化的大門外徘徊。本系統(tǒng)以高效率 D 類功率放大器為核心，輸出開關(guān)管采用高速VMOSFET 管，連接成互補(bǔ)對(duì)稱 H橋式結(jié)構(gòu)，最大不失真輸出功率大于 1W，平均效率可達(dá)到 70％左右。 其實(shí) 早在 20世紀(jì) 60年代末期就有人著手?jǐn)?shù)字放大器的研究，為什么在這數(shù)十年以來的音響發(fā)展歷程，一直不見其產(chǎn)品面市？究其原因，是在數(shù)字音頻放大器的設(shè)計(jì)與制作過程中，最大的難題就是高速轉(zhuǎn)換控制系統(tǒng)。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點(diǎn) : ，成本高。而且有更高的保真度，這一點(diǎn)，在國(guó)外的 SVD 類功率放大器中已經(jīng)開始運(yùn)用，如 :TEXAS 公司的 TPA2021D2。 放大器的技術(shù)指標(biāo) : 音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值 (r1%)的最大功率稱為額定功率，表達(dá)式； P0 = U0 2 /RL , U0 為負(fù)載兩端的最大不失真電壓， RL 為額定負(fù)載阻抗。 測(cè)量 :使輸入端對(duì)地短路，音量電位器為最大值，用示波器觀察輸出負(fù)載 RL的電壓波形，用交流電壓表測(cè)量其有效值。 圖 31 A類放大器 2. B 類放大器 10 圖 32 B 類放大器 靜態(tài)置偏為 Q 點(diǎn)，處于截止點(diǎn)上，因此信號(hào)輸入時(shí)，只有半周導(dǎo)通 (導(dǎo)通角為 90 度 ) ，如圖 32所示， 。為此，要提高效率則應(yīng)降低工作點(diǎn)，使無信號(hào)時(shí)，無直流損耗。 D類放大器與線性音頻放大器（如 A類、 B 類和 AB 類）相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢(shì)。 D類放大器的某些優(yōu)點(diǎn)推動(dòng)了手機(jī)和 LCD 平板顯示器這兩個(gè)終端設(shè)備市場(chǎng)的迅速發(fā)展。采用脈寬調(diào)制后，音頻信號(hào)便成為一系列的用“ 0”和“ 1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號(hào)的幅度就越大。從電路看，當(dāng)兩支形狀短路阻抗為 0，開路阻抗為無窮大時(shí)，電路效率 100%。 15 圖 43 PWM 波的頻譜 D 類功放的 EDA仿真 EDA 仿真概述 EDA（ Electronic Design Automation ）是指以計(jì)算機(jī)為工作平臺(tái)，融合應(yīng)用電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、智能化技術(shù)最