【文章內(nèi)容簡介】 LM2596 芯片相比較，可見 TPS5430 芯片的轉(zhuǎn)換效率更高，因此，在本次設(shè)計中DC/DC 模塊芯片選擇了 TPS5430，這樣使得效果更好。 均流電路模塊方案的選擇 方案一：外加均流控制器法 外加均流控制器法是每個模塊的控制電路中都加一個特殊的均流控制器，用以檢測并聯(lián)各模塊電流不平衡情況，調(diào)整控制信號 Ve 以實現(xiàn)均流，如下圖所示。均流控制器 SC 的輸入為反映模塊負載電流的信號 V1，由電流放大器供給， SC 的輸出 Vc 與基準(zhǔn)電壓 Vref 和反饋電壓 Vf 綜合比較后，輸出 Ve 經(jīng)電壓放大器，控制 PWM 及驅(qū)動器，各均流控制器的另一端 b 接均流母線。 應(yīng)用這一方法實現(xiàn)自動均流，可使 n 個并聯(lián)模塊的電流不均衡度在 5%以內(nèi)。均流控制器的引入，將使得并聯(lián)電源系統(tǒng)的動態(tài)過程分析更加復(fù)雜，但如果不注意均流控制環(huán)的正確設(shè)計，將使系統(tǒng)不穩(wěn)定，或者使系統(tǒng)動態(tài)性能變壞。 D C / D CP W M S C均流母線V cV 1V eV 1bV c+ 圖 2— 9 外加均流控制器法 方案二：平均電流均流法 平均電流法 [1]是指并聯(lián)各模塊的電流放大器輸出端 a通過一個電阻 R接到公用均流母線上，如圖 2— 7 所示，圖中， V’ r 是基準(zhǔn)電壓 Vr 和均流控制電壓 Ve 的綜合，它與反饋電壓 Vf進行比較放大后，產(chǎn)生誤差電壓 Ve 來控制 PWM 及驅(qū)動器， 11 均流母線電壓 Vb 與每個電源模 塊的取樣電壓信號比較后通過調(diào)節(jié)放大器輸出一個誤差電壓，從而調(diào)節(jié)模塊單元的輸出電流，達到均流目的。 平均電流法可以精確地實現(xiàn)均流，但具體應(yīng)用時，會出現(xiàn)一些特殊問題。例如，當(dāng)均流母線發(fā)生短路，接在母線上的任一個模塊不能工作時，母線電壓下降，將促使各模塊電壓下調(diào)，甚至到達其下限值，結(jié)果造成電源系統(tǒng)故障。而當(dāng)某一模塊的電流上升到其極限值時，該模塊的電流放大器的輸出信號 V1 大幅度增大，也會使它的輸出電壓自動調(diào)節(jié)到下限。 功 率 級電 流 放 大V fV rV eV c++負 載 電 流均流母線Ra bV 1均 流 控 制 器電 壓 放 大+ +V r ’ 圖 2— 10 平均電流法 方案三：主從設(shè)置法 主從設(shè)置法 [1]是在并聯(lián)的 n 個變換器模塊中，并自 行指定其中一個為主模塊，其余的為從模塊，跟從主模塊分配電流，如下圖 2— 9 所示。圖中各模塊均為雙環(huán)控制系統(tǒng)，主模塊為電壓型控制工作方式，從模塊為電流型控制工作方式。主模塊的基準(zhǔn)電壓 Vr 與輸出反饋電壓 Vf 經(jīng)過電壓誤差放大器得到誤差電壓 Ve，它是主模塊的電流基準(zhǔn)，與 V11 比較后，產(chǎn)生控制電壓 Vc，控制脈寬調(diào)制器和驅(qū)動器工作。于是主模塊電流將按電流基準(zhǔn) Vc 調(diào)制，即模塊電流近似與 Ve 成正比。各從模塊的電壓誤差放大器接成跟隨器的形式，主模塊的電壓誤差 Ve 輸入各跟隨器，于是跟隨器輸出均為 Ve，它即是從模塊的電流基準(zhǔn)，因此 各從模塊的電流都按同一值 Ve 調(diào)制，與主模塊電流基本一致，從而實現(xiàn)了均流。 主從控制法均流的精度很高，但由于從模塊的電壓誤差放大器接成跟隨器的形式，所以從模塊的工作與主模塊的系統(tǒng)工作是息息相關(guān)的，從下圖中可以看出。所以其存在的最大缺點是一旦主控電源出現(xiàn)故障，整個系統(tǒng)將會完全失控，整個系統(tǒng)也就即將癱瘓。另外，由于系統(tǒng)在統(tǒng)一的誤差電壓控制下，任何非負載電流 12 引起的誤差電壓的變化，都會導(dǎo)致各并聯(lián)電源電流的再分配，從而影響均流的實際精度。通常希望主控電源電壓取樣反饋回路的帶寬不宜太寬，主從電源間的連接應(yīng)盡量短。 P W MP W M主 模 塊從 模 塊++++V fV rV 1 1電 流 放大電 流 放大V 1 kV eV c 圖 2— 11 主從設(shè)置法 方案四：最大電流均流法 最大電流法 [1]是在 n 個并聯(lián)的模塊中，自動設(shè)定主模塊和從模塊，通過均流控制母線其中輸出電流最大的模塊電源上的電流被自動作為整個電源系統(tǒng)的單路電流基準(zhǔn)，其余模塊電源以它為基準(zhǔn)來調(diào)整自身的輸出電流。同時，由于是以最大電流為基準(zhǔn)，如果其中一個電源模塊出現(xiàn)故障不工作，在滿載輸出范圍內(nèi)，總電源系統(tǒng)會重新分配各輸出電流繼續(xù)正常工作而不會受到影響，這也是避免了平均電流均流法的問題。 最大電流法，總的來說是一種電壓型控制方法，它主要通過調(diào)整輸出電壓的大小來調(diào)整輸出電流，如下圖 2— 12 所示。 13 模 塊 電 源模 塊 電 源模 塊 電 源輸 入 負 載均流母線 圖 2— 12 最大電流均流法 通過三種方案進行比較，發(fā)現(xiàn)最大電流均流法可以較好地實現(xiàn)冗余，不會因為某個模塊的故障而影響整個系統(tǒng)的運行，故在此次設(shè)計中，我們選擇了最大電流均流法，還運用了負載共享芯片 UCC29002 來實現(xiàn)均流模塊。 第三章 硬件原理分析與設(shè)計 DC/DC 轉(zhuǎn)換模塊 TPS5430 芯片簡介 TI 公司的 TPS54xx 系列芯片 [4]是非隔離型的降壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換芯片，該系列的芯片具有轉(zhuǎn)換效率高，輸入電壓范圍寬，輸出電流大，工作頻率高 (能夠減小外圍器件的尺寸和成本 )等優(yōu)點。其中 TPS5430 是該系列的典型代表。其輸入電壓范圍是 到 36V，最低輸出電壓為 ，正常輸出電流為 3A(峰值為 4A)，開關(guān)頻率為 500kHz，最高效率可達 95%。 TPS54xx 系列芯片的工作頻率都是固定在 500kHz, 最大效率均可達到 95%，屬于高效轉(zhuǎn)換型芯片。 TPS54xx 系列芯片主要有以下幾種： TPS54 TPS54TPS54 TPS5431。前三者的輸入電壓都是 到 36V, 輸出最大電流依次為 1A、 14 2A 和 3A(注意，這里的電流參數(shù)是輸出電流，不是開關(guān)峰值電 流，不須再用公式轉(zhuǎn)換 )。 TPS5431 輸入電壓范圍是 到 23V，最大輸出電流為 3A。芯片的選型要保證芯片參數(shù)能夠承受得住設(shè)計的要求，最好要有一定的裕度。但也不要過大，例如我們只需要 的電流，而我們采用 TPS5430，這時我們只能達到低于 90%的效率，而采用 TPS5410，卻可以達到 95%以上的效率，而且更經(jīng)濟。所以芯片的選型要能夠滿足要求又要合理。這里我設(shè)計的要求是輸入電壓是 10V，輸出電壓是 5V，輸出電流是 。所以我們采用 TPS5430。 TPS5430 性能及主要參數(shù)： 高電流輸出： 3A（峰值 4A）； 寬電壓輸入范圍： ~36V； 高轉(zhuǎn)換效率：最佳狀況可達 95%； 寬電壓輸出范圍：最低可以調(diào)整降到 ； 內(nèi)部補償最小化了外部器件數(shù)量； 固定 500kHz 轉(zhuǎn)換速率； 有過流保護及熱關(guān)斷功能； 具有開關(guān)使能腳， 關(guān)狀態(tài)僅有 17uA 靜止電流； 內(nèi)部軟啟動與其他同類型直流開關(guān)電源轉(zhuǎn)換芯片相比， TPS5430 的高轉(zhuǎn)換效率特別值得關(guān)注。 功能和結(jié)構(gòu)： （ 1）管腳說明： TPS5430 采取 8 腳 SO IC Power PADTM 封裝，形式如圖 3— 1 所示。 T P S 5 4 3 012348765B O O TN CN CV S E N S EP HV I NG N DE N A 圖 3— 1 TPS5430 封裝 （ 2）內(nèi)部結(jié)構(gòu)及功能： ①晶振頻率。 15 固定 500kHz 轉(zhuǎn)換速率，使得在同樣的輸出波紋要求下產(chǎn)生更小的輸出電感。 ②基準(zhǔn)電壓。 通過縮放溫度穩(wěn)定能隙帶電路的輸出范圍， 基準(zhǔn)電壓系統(tǒng)產(chǎn)生精確的基準(zhǔn)信號。經(jīng)測試，在允許的溫度范圍內(nèi)， 電壓輸出時能隙帶和縮放電路保持平衡。 ③使能腳和內(nèi)部軟啟動。 當(dāng) ENA 腳上的電壓超過極限電壓時轉(zhuǎn)換器和內(nèi)部的軟啟動開始工作，低于極限電壓，轉(zhuǎn)換器停止工作軟啟動開始復(fù)位。 ENA 腳接地或電壓小于 時轉(zhuǎn)換器停止工作， ENA 腳可以懸空。 ④欠壓鎖定 . TPS5430 帶有欠壓鎖定電路。無論在上電或掉電過程中，只要 VIN（輸入電壓）低于極限電壓，轉(zhuǎn)換芯片不工作。欠壓鎖定比較器的典型遲滯值為 330mV。 ⑤啟動電容 在 BOOT 腳和 PH腳間連接 F 的陶瓷電容，為 MOSFET 的高端提供門電壓。 ⑥外部反饋和內(nèi)部補償 輸出電壓通過外部電阻分壓被反饋到 VSENSE 腳。在穩(wěn)定狀態(tài)下， VSENSE腳的電壓等于電壓參考值 。 TPS5430 擁有內(nèi)部補償電路，簡化了芯片設(shè)計。 ⑦電壓正反饋 內(nèi)部的電壓正反饋保證了無論輸入電壓如何變化電源芯片都有一個恒定的增益。這大大 簡化了穩(wěn)定性分析，改進了瞬態(tài)響應(yīng)。 TPS5430 的正反饋增益典型值為 25。 ⑧脈寬控制 轉(zhuǎn)換器采取固定頻率控制方式。 ⑨過流保護 過流保護電路使得電流超過極限值時，內(nèi)部的過流指示器設(shè)置為真，過流保護被觸發(fā)。 ⑩熱關(guān)斷 接點溫度超過了溫度關(guān)斷點，電壓參數(shù)被置為地，高端 MOSFET 關(guān)斷。受軟啟動電路的控制，當(dāng)接點溫度降到比溫度關(guān)斷點低 14℃時，芯片重新啟動。 16 圖 3— 2 TPS5430 經(jīng)典電路 [4] 輸入電容 (C1)的確定 該電容在電路中起著很重要的作用，由于 DC 開關(guān)在導(dǎo)通瞬間需要很大電流，而電源的電流輸 出能力及響應(yīng)速度總是有限的，加之 DC 開關(guān)的頻率一般較高，沒有此電容電路將不能正常工作或者不能工作。例如，某電源輸出參數(shù)為 12V1A，經(jīng) DC/DC 變換為 4V2A 的輸出，此時開關(guān)導(dǎo)通瞬間將需要 2A 以上的電流，而電源無法提供 1A以上的電流 ,此時該電容就能夠在瞬間輔助電源輸出大于 1A的電流，以保證 DC 開關(guān)瞬間需要的電流。另外，此電容必須靠近 DC 轉(zhuǎn)換芯片，這樣輸出電壓精度大大減小。 TPS5430 芯片推薦我們使用 10uF 的電容 (此電容盡量選取等效串聯(lián)電阻低的電容，如果只有普通電容，就選取容值較大的 ,如 47uF)，如果要求電路輸出更穩(wěn)定 ,可以稍稍加大。但要記住的一點是一般不要小于芯片資料所給出的值。并且在 10uF 的電容旁邊并接一個 的瓷介電容將有利于電路的運行，這本次設(shè)計中，我選擇了一個 10uf 與 倆個電容并聯(lián)一起接到 VIN 腳上。 輸出電感 L1 的確定 5 0 0 0 0 0***( m a x ) )( m a x )(*( m a x )m i n I o u tV i n V o u tV i nV o u tL ?? （ 3— 1） 對于 TPS54xx 系列芯片輸出電感的最小值可以用公式（ 1） [4]來確定，對于電感選型要符合 以下的原則：第一是電流的問題，在 DC/DC 電路中有三種電流的概念：輸出電流、電感承受的有效值電流與流經(jīng)電感能承受的峰值電流，很明顯峰值電流是這三個電流中值是最大的，因此電路所取能夠承受的最大電流應(yīng)該大于流經(jīng)電感的峰值電流，而流經(jīng)電感的峰值電流可以通過以下公式（ 3— 2） [4]計算得 17 出： 5 0 0 0 0 0*1**( m ax ) )( m ax )(*( m ax ))( LV i n V o u tV i nV o u tI o u tL PKl ??? （ 3— 2） 另外，所選取的電感應(yīng)該保證在額定的工作狀況下不會出現(xiàn)磁飽和，所以應(yīng)該選取功率電感，并且選擇磁 體較大的或者磁環(huán)電感。綜上考慮，在本設(shè)計中我取用電感值為 15uH。 輸出電容 (C3)的確定 輸出電容在整個電路中也起著很關(guān)鍵的作用，大的輸出電容可以減小輸出紋波，但過大的輸出電容會導(dǎo)致瞬態(tài)響應(yīng)時電流過大，另外 TPS54xx 系列芯片存在內(nèi)部環(huán)路補償 ,因此必須選擇支持內(nèi)部補償功能的外部 LC 濾波器。對于此類器件而言，內(nèi)部補償最適合的頻率是 3kHz 至 30kHz，我們一般取 18kHz，那么輸出電容可以用以下公式（ 3— 3） [4]確定： V o u tLC o u t *1*18000*3357