【文章內(nèi)容簡介】 飛躍電容型多電平逆變器顯而易見，A相橋臂中的三層內(nèi)環(huán)平衡電容Ca1，Ca2和Ca3與B相橋臂的三層電容是互相獨(dú)立的。但所有的橋臂都共同享有直流側(cè)的四個電容C1C4。飛躍電容型多電平逆變器的與二極管鉗位型多電平逆變器相比，每個相電壓電平狀態(tài)可以有很多組合選擇，這里稱其為相電壓冗余開關(guān)組合。相電壓冗余開關(guān)組合的存在使控制的靈活度提高，有利于開關(guān)器件負(fù)荷的平衡以及電容電壓的平衡控制。飛躍電容型多電平逆變器也只需要一個直流電源，并且同樣可以采用背靠背的方式實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。飛躍電容型多電平逆變器中，電容雖然取代了數(shù)目較多的鉗位二極管，但由于電容的體積比較龐大，在電平數(shù)目較多時，裝置的實(shí)現(xiàn)也比較困難。并且在裝置起動時，各電容需要預(yù)充電達(dá)到運(yùn)行電壓，實(shí)現(xiàn)起來也相對復(fù)雜。(3)級聯(lián)多電平逆變器(CMI)基于獨(dú)立直流電源的級聯(lián)式多電平逆變器的功能和上述兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)逆變器的功能是一樣的。它通過幾個獨(dú)立的直流電源合成一個期望的電壓。這種新型的逆變器不需要額外的鉗位二極管或電壓平衡電容。 m電平的級聯(lián)式多電平逆變器每個獨(dú)立的直流電源(SDCS)和一個單相全橋逆變器相連。通過四個開關(guān)器件S1S4的不同組合，每個逆變器可以產(chǎn)生三種不同電平的電壓，Vdc、－Vdc和0。將各個全橋逆變器的輸出電壓串聯(lián)起來，合成了最終的電壓輸出波形。顯然，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出的相電壓的電平數(shù)的定義與前面所介紹的兩種逆變器的有所不同。在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，輸出相電壓的電平數(shù)由公式m=2s+1所決定，其中s為直流電源的個數(shù)。但是帶獨(dú)立直流電源的多電平逆變器要求系統(tǒng)提供多個獨(dú)立直流電源，這限制了其廣泛的應(yīng)用。本文針對二極管鉗位型三電平逆變器進(jìn)行研究，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是高壓大功率場合中應(yīng)用最廣泛的一種。如不加特別說明，本文中的三電平逆變器都是指二極管鉗位型三相三電平逆變器。 本文的主要研究內(nèi)容本文主要是針對UPS系統(tǒng)中PFC整流與逆變器的研究。PFC采用平均電流控制，逆變采用三電平單相SPWM控制。本文的主要內(nèi)容如下：(1)采用基于平均電流控制的PFC控制芯片LT1248為核心，詳細(xì)論述了LT1248的工作原理和設(shè)計步驟。(2)采用了一種正負(fù)母線雙Boost共用升壓電感的新型拓?fù)?，闡述了相應(yīng)的PFC功率電路和控制電路的設(shè)計方法。(3)推導(dǎo)了電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的小信號模型，并基于此模型采用串聯(lián)校正方法設(shè)計了兩個環(huán)路的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。(4)介紹了逆變器主功率電路和控制、驅(qū)動、保護(hù)電路的設(shè)計方法。比較了單相SPWM各種方法的優(yōu)劣和數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。(5)推導(dǎo)了三電平單相逆變器連續(xù)域與離散域的數(shù)學(xué)模型。采用了極點(diǎn)配置PID參數(shù)，瞬時值反饋的控制策略，詳細(xì)論述了PID串聯(lián)校正的設(shè)計方法。仿真分析了三個關(guān)鍵參數(shù)的取值不同對系統(tǒng)的影響。分析了PID瞬時值反饋穩(wěn)態(tài)精度不佳的根本原因，增加了均值PI外環(huán)，做到了輸出電壓幅值的無靜差。(6)對PID控制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)做了論述，比較了位置式PID和增量式PID算法的特點(diǎn)和適用范圍，分別給出了算法流程圖。(7)分析了中點(diǎn)波動的成因和危害，采用了針對三相SPWM控制的載波浮動的中點(diǎn)平衡控制策略，并論述了PFC母線平衡控制與逆變器直流偏磁控制對于抑制中點(diǎn)波動的作用。2 PFC系統(tǒng)的分析與設(shè)計 采用LT1248控制PFC整流電路的工作原理 LT1248的特點(diǎn)和內(nèi)部結(jié)構(gòu)LT1248是凌特公司推出的一款功能較強(qiáng)大的PFC(power factor correct)控制芯片。該芯片采用DIP16封裝，具有以下特點(diǎn)[18][19]：l 能夠適應(yīng)寬范圍內(nèi)的負(fù)載變化；l 采用平均電流控制方法；l ；l 低靜態(tài)工作電流、高開關(guān)噪聲抑制；l 內(nèi)部集成了多重的保護(hù)；l 特有同步信號處理能力。LT1248在開關(guān)電源的前級輸入預(yù)調(diào)制器和UPS整流側(cè)PFC電路等AC－DC變換場合，能夠很好的控制輸入功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的干擾，有著很高的應(yīng)用價值。： LT1248的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖按功能的不同大體分為三個部分，基本運(yùn)算單元（含電壓誤差放大器、乘法器、電流放大器）；保護(hù)單元（含過壓保護(hù)電路、過流保護(hù)電路、欠壓保護(hù)電路、開機(jī)軟啟動電路和保護(hù)信號綜合電路）；功能實(shí)現(xiàn)單元（含PWM比較器、RS觸發(fā)器、同步信號發(fā)生器、振蕩器、）。 LT1248的工作原理。，經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器后，與6腳檢測到的輸入電壓反饋信號相乘，得到輸入電流給定指令，再與4腳檢測到的輸入電流反饋相減，經(jīng)電流調(diào)節(jié)器，形成控制量，該控制量與三角波比較，生成占空比可調(diào)的PWM驅(qū)動脈沖，驅(qū)動電路中的開關(guān)管的通斷，最終實(shí)現(xiàn)PFC控制的目的。常見的輸入電流給定信號與輸入電流反饋信號的比較策略有三種：峰值電流比較、滯環(huán)電流比較和平均電流比較。前兩種比較策略所用的器件較少，但是容易受噪聲的干擾，使系統(tǒng)控制精度降低。LT1248采用的是平均電流比較的策略，很好的提高了控制的精度。同時，LT1248采用的是電壓電流雙環(huán)控制的方法，電壓環(huán)的輸出成為電流環(huán)的給定，這樣即保證了輸出電壓的恒定，又保證了輸入電流與輸入電壓的同相位，同時也提高了系統(tǒng)控制的動態(tài)特性。 LT1248基本運(yùn)算單元控制結(jié)構(gòu)框圖LT1248除了可以完成基本的驅(qū)動開關(guān)管功能之外，還集成了完善的過壓、過流保護(hù)和欠壓封鎖等功能。過壓保護(hù)在芯片內(nèi)部有三重保護(hù)：(1)由8腳OVP檢測到輸出電壓信號，比較器輸出低電平封鎖乘法器的輸出，使乘法器輸出電流為零。(2)因?yàn)殡娏鞣糯笃饔惺д{(diào)電壓，當(dāng)IM＝0A時，電流放大器也會有輸出，輸出電壓可能繼續(xù)增大，這時，VSENSE檢測過大，使7腳VAOUT，比較器M1輸出高電平,7μA的電流源通過二極管對ISENSE的外接電阻充電，抵消電流放大器反相輸入端的負(fù)分量，使電流放大器輸出近似為零。最終將輸出電壓誤差維持在2V之內(nèi)。(3)在外圍電路中可以通過檢測輸出電壓來設(shè)置EN/SYNC腳，構(gòu)成第三重的過壓保護(hù)，確保電路安全可靠。過流保護(hù)在芯片內(nèi)部有兩重保護(hù)：(1)由腳12外接的電阻RSET設(shè)置的，根據(jù)公式，通過設(shè)定RSET，就可以控制IM的大小，而IM又和輸入電流存在一定的比例關(guān)系（由外圍電路選擇有關(guān)），進(jìn)而控制輸入電流的最大值。(2)保護(hù)(1)中，只能限制IM的最大值不變，電流放大器仍有輸出信號，此時如果輸入電流還要增大，則通過腳2(PKLIM)直接檢測過流信號，復(fù)位RS觸發(fā)器，形成第二重過流保護(hù)。欠壓封鎖功能通過一個帶滯環(huán)的比較器方便的實(shí)現(xiàn)。比較器同相輸入端接VCC，反相端比較上限為16V，下限為10V，當(dāng)VCC16V時，開放軟啟動控制器。只要VCC不低于10V，LT1248就一直工作正常。一旦VCC10V，封鎖軟啟動控制器和VREF，輸出脈沖同時也被與門封鎖。 雙boost電路的新型拓?fù)湎到y(tǒng)的主要性能參數(shù)：Sout(max)=10kVA（三相）；cosφ＝（滯后）；P(max)＝Sout(max)cosφ/6=1333w（單相半母線輸出功率，參數(shù)計算采用該功率）；Uin＝180～270V；Uout＝177。425V；f＝20kHz。該電路分為四種工作模態(tài)： 雙boost電路結(jié)構(gòu)的PFC(a) 模態(tài)一 (b) 模態(tài)二(c) 模態(tài)三 (d) 模態(tài)四 PFC電路的四種工作模式模態(tài)一：交流輸入電壓處于正半波，開關(guān)管T導(dǎo)通時。等效電路如圖，輸入電流沿L－D1－T－D4－N回到電源。此時電感L被短路，電流正向增大，電感正向儲能。(a)。模態(tài)二：交流輸入電壓處于正半波，開關(guān)管T截止時。等效電路如圖，輸入電流沿L－D1－D5－C1－N回到電源。此時電感L和正電源一起對負(fù)載放電，同時對電容C1充電，電流減小，電感儲能釋放。(b)。模態(tài)三：交流輸入電壓處于負(fù)半波，開關(guān)管T導(dǎo)通時。等效電路如圖，輸入電流沿N－D3－T－D2－L回到電源。此時電感L被短路，電流反向增大，電感反向儲能。(c)。模態(tài)四：交流輸入電壓處于負(fù)半波，開關(guān)管T截止時，等效電路如圖，輸入電流沿N－C2－D6－D2－L回到電源。此時電感L和負(fù)電源一起對負(fù)載放電，同時對電容C2充電，電流減小，電感儲能釋放。(d)。綜上可得，當(dāng)輸入電壓為正半波時，模態(tài)一與模態(tài)二交替，頻率為開關(guān)管通斷頻率，為正向Boost電路，將峰值為311的正向電壓升至425V，加在電容C1上面，；當(dāng)輸入電壓為負(fù)半波時，模態(tài)三與模態(tài)四交替，頻率為開關(guān)管通斷頻率，為負(fù)向Boost電路，將峰值為－311的負(fù)向電壓升至－425V，加在電容C2上面。由兩圖可知，所有的器件參數(shù)設(shè)計均等同與傳統(tǒng)的boost電路的設(shè)計原則。這就為后面的主功率器件設(shè)計提供了理論支持。 正向Boost電路 負(fù)向Boost電路這種拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)是：(1)節(jié)省了一個升壓電感；(2)將整流和升壓結(jié)合在一起，充分利用了輸入交流電壓的正負(fù)半波，在相同占空比D的條件下，使直流正負(fù)母線電壓上升了一倍；(3)形成了市電的中線，便于后極逆變采用半橋結(jié)構(gòu)，節(jié)省了逆變部分一半的IGBT，或者采用三電平結(jié)構(gòu)，增強(qiáng)了輸出波形的質(zhì)量。缺點(diǎn)是：(1)對于單個電容，是半個市電周期內(nèi)的升壓控制，在另外半個周期電容完全向負(fù)載放電，造成母線紋波較大；(2)市電中點(diǎn)N的不平衡或波動對系統(tǒng)影響較大，系統(tǒng)要在PFC和逆變側(cè)都進(jìn)行抑制中點(diǎn)電位波動的抑制，造成控制系統(tǒng)復(fù)雜化。這點(diǎn)在下面的章節(jié)將會詳細(xì)的進(jìn)行論述。 系統(tǒng)的簡化分析電路 硬件系統(tǒng)的分析與設(shè)計 主功率電路設(shè)計升壓電感的設(shè)計：在boost功率因數(shù)校正電路中，升壓電感與輸出穩(wěn)壓電容的設(shè)計至關(guān)重要，設(shè)計不當(dāng)會使功率因數(shù)降低或體積變大。在分析之前，首先假設(shè)[20]：l boost電路的開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，在分析一個開關(guān)周期內(nèi)電流的變化時，視輸入和輸出電壓值為恒定。l boost電路的輸出濾波電容很大，使得輸出電壓在半個電網(wǎng)周期內(nèi)保持恒定。l 輸入電流在相位上完全跟蹤輸入電壓。l 電路中各元器件均為理想元器件，無損耗。對于單相boost功率因數(shù)校正電路，如果電路工作于電流連續(xù)模式，電感設(shè)計一般有以下幾個原則或依據(jù)，在設(shè)計時可根據(jù)實(shí)際情況有所側(cè)重地選擇。這里有三種設(shè)計參考的原則（以交流220V輸入，帶滿載的情況計算參數(shù)）。(1)保持電流連續(xù)的最小電感值當(dāng)boost電路作為功率因數(shù)校正電路工作，電路中的電感電流為輸入電流的絕對值。通常控制電感電流即可控制輸入電流，而電流的控制通過電感的存儲與釋放能量來實(shí)現(xiàn)，所以電流將在給定電流附近脈動。當(dāng)電流脈動很大時，電流將工作于斷續(xù)狀態(tài)。電流工作于斷續(xù)狀態(tài)時的缺點(diǎn)是：功率因數(shù)低，電流尖峰大，整流二極管上損耗的主要成分由通態(tài)損耗變?yōu)殚_關(guān)損耗，損耗將增大。若在任何時刻，電流均連續(xù)，則要求： (21)——輸入電壓峰值，這里取220； ——負(fù)載電阻，取滿載時的等效電阻135歐；——直流輸出電壓，為425V； ——開關(guān)周期，為210－5s。 (22)(2)以限制電流脈動率為原則在boost電路中，輸入電流存在脈動，在對功率因數(shù)要求高的場合，電流的脈動率要求小于某一允許的最大脈動率。若電流脈動太大，有兩個缺點(diǎn)：電流峰值大，各個器件的額定值將要加大，增加成本；電流脈動大，輸入濾波的負(fù)擔(dān)將加重。電壓為峰值時的占空比為： (23) (24)——電流最大脈動率，；——輸入電流基波峰值。 (25)(3)以體積重量為原則在考慮了上述條件的情況下，應(yīng)根據(jù)重量、體積的實(shí)際情況對電感值作相應(yīng)調(diào)整。在保證電感體積重量允許的前提下，盡可能限制電流的脈動率，實(shí)際中取了1mH的電感。輸出穩(wěn)壓電容的設(shè)計：選擇輸出電容時要考慮開關(guān)頻率、紋波電流、二次諧波紋波電流、輸出直流電壓、輸出紋波電壓、保持時間等要素。假設(shè)輸出紋波電壓為輸出電壓的10％（最差情況）?？赏ㄟ^以下關(guān)系求解： (26)——輸出功率，取1333w；——保持時間（輸入電源被關(guān)閉后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時間長度），一般取交流周期的40％，但本電路在半波內(nèi)電容均向負(fù)載放電而沒有充電，所以這里取交流周期的80％；——輸出電壓最大值，取467V，——輸出電壓最小值，取383V。 (27)實(shí)際中為了確保母線電壓的紋波盡可能的小，電容采用一個470與四個150電容并聯(lián)，為1070。功率開關(guān)管和二級管的選擇：開關(guān)管和升壓二極管的額定電流應(yīng)大于升壓電感峰值電流的最大值；電壓額定值應(yīng)大于輸出電壓。同時續(xù)流二極管應(yīng)選擇快恢復(fù)二極管，以減小開關(guān)損耗，最好選用恢復(fù)時間小于60ns的超快恢復(fù)二極管。這里選用G80N60功率開關(guān)管，DSE13006A超快恢復(fù)二級管，MCCGBJ2510整流橋。同時，在整流橋的輸出端接400k死負(fù)載，防止電路空載，確保各種負(fù)載情況下輸出穩(wěn)定。 外圍電路的設(shè)計(1)RC振蕩電路該電路決定了PFC工作的頻率，R越大，充電電流越小，充電時間越長，頻率越小。反之，R越小，頻率則越大。頻率越大，輸入電流跟蹤特性越好，輸入諧波越小，但電磁干擾也會更嚴(yán)重一些，對器件的要求也相應(yīng)越高。該芯片頻率的計算公式為：，一般來說，PFC可以工作在100kHz左右，隨著輸入功率的增大，工作頻率要相應(yīng)降低。本設(shè)計考慮輸入功率較大，選擇f＝50kHz。此時，選RSET＝15k，CSET＝2nF。(2)輸出電壓反饋及PFC緩起動控制 輸出電壓反饋及PFC緩起動控制，＋bus，－bus為正負(fù)母線檢測電壓，四個檢測電阻位于功率板中（之所以用四個電阻串聯(lián)，是考慮到調(diào)試PFC時便于從低壓開始慢慢穩(wěn)定上調(diào)，調(diào)試時只要將若干電阻短接即可），通過電阻分壓，將低電壓信號V＋，V－，Vs送到檢測電路。由圖可得：