【文章內(nèi)容簡介】 統(tǒng)，即可用線性常微分方程描述的系統(tǒng)。然而，逆變器輸出波形控制，主要是非線性負(fù)載條件下的伺服控制，因而單環(huán) 對波形畸變的抑制有一定的局限性。PID(2)雙閉環(huán)控制一般文獻(xiàn)認(rèn)為單閉環(huán)控制在負(fù)載擾動(dòng)抑制方面存在著不足，與直流電機(jī)類似，只有當(dāng)負(fù)載擾動(dòng)（電流/轉(zhuǎn)矩）的影響最終在系統(tǒng)輸出端（電壓/轉(zhuǎn)速）表現(xiàn)出來以后，PID 控制器才開始對誤差信號控制。因此可以仿效直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制，在逆變器的電壓環(huán)基礎(chǔ)上增加電流內(nèi)環(huán)，利用電流內(nèi)環(huán)快速、及時(shí)地抑制負(fù)載擾動(dòng)的影響。同時(shí)由于電流內(nèi)環(huán)對被控對象的改造，可以大大簡化電壓外環(huán)的設(shè)計(jì) [19]～[20] 。文獻(xiàn)[21]采用輸出電壓解耦使電流環(huán)得到滿意的響應(yīng)特性，對電感電流內(nèi)環(huán)采用負(fù)載擾動(dòng)補(bǔ)償來抑制負(fù)載變化的影響，并且將幾種電感電流內(nèi)環(huán)和電容電流內(nèi)環(huán)控制方式作了對比，結(jié)果顯示帶負(fù)載擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)碾姼须娏鲀?nèi)環(huán)與電容電流內(nèi)環(huán)均可以獲得較好的動(dòng)、靜態(tài)性能。雙閉環(huán)控制的不足主要是電流內(nèi)環(huán)為抑制非線性負(fù)載擾動(dòng)，必須具備足夠高的帶寬，才能獲得滿意的性能，這加大了數(shù)字控制器實(shí)現(xiàn)的難度。(3)滯環(huán)電壓控制 [22][23]滯環(huán)電流控制在交流傳動(dòng)系統(tǒng)的研究中經(jīng)常出現(xiàn)，在逆變電源控制中也有部分應(yīng)用。電壓滯環(huán)控制與滯環(huán)電流的控制方式完全一樣，只是反饋信號為輸出電壓而不是輸出電流，其控制框圖如圖 所示。這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是穩(wěn)定性好，不需建立精確的主電路模型，實(shí)現(xiàn)方便。但它也有明顯的缺陷：開關(guān)頻率不固定，當(dāng)主電路參數(shù)及負(fù)載情況變化時(shí)，開關(guān)頻率會(huì)隨之改變。)( sC )( sGdU r U o? ???針對這個(gè)缺點(diǎn)，出現(xiàn)了許多恒頻滯環(huán)控制方式。其中有些需要精確的負(fù)載模型，圖 基于瞬時(shí)功率的諧波示意圖 滯環(huán)電壓控制示意圖6有些電路很復(fù)雜，因此實(shí)際中很少應(yīng)用。(4)線性多變量狀態(tài)反饋控制 [24]~[26]從狀態(tài)空間的角度看，單閉環(huán)系統(tǒng)性能不佳的原因可以解釋為單純的輸出反饋無法充分利用系統(tǒng)的狀態(tài)信息。因此，將輸出反饋改為狀態(tài)反饋可以改善控制效果。狀態(tài)反饋波形控制系統(tǒng)需要多個(gè)狀態(tài)變量反饋，但它并不構(gòu)成多環(huán)控制系統(tǒng)，而是在狀態(tài)空間上通過合理選擇反饋增益矩陣來改變對象的動(dòng)力學(xué)特性，以實(shí)現(xiàn)不同的控制效果。采用狀態(tài)反饋可以任意配置閉環(huán)系統(tǒng)的極點(diǎn)，從而改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)定性，這是狀態(tài)反饋控制的最大優(yōu)點(diǎn)。狀態(tài)反饋系數(shù)的確定大致有兩種方法：①根據(jù)系統(tǒng)要求給出期望閉環(huán)極點(diǎn)，推算狀態(tài)反饋增益矩陣。②應(yīng)用最優(yōu)控制原理，使系統(tǒng)的階躍響應(yīng)接近理想輸出，據(jù)此確定狀態(tài)反饋增益 [27]。文獻(xiàn)中往往將狀態(tài)反饋?zhàn)鳛閮?nèi)環(huán)、以其它的控制策略作為外環(huán)形成復(fù)合控制方案，利用狀態(tài)反饋改善逆變器空載阻尼比小、動(dòng)態(tài)特性差的不足，與外環(huán)共同實(shí)施對逆變器的波形校正 [28]。狀態(tài)反饋控制如果對負(fù)載擾動(dòng)不采取有針對性的措施，則會(huì)導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)偏差和動(dòng)態(tài)特性的改變。(5)無差拍控制無差拍控制是一種基于微機(jī)實(shí)現(xiàn)的 PWM 方案，是數(shù)字控制特有的一種控制方案。無差拍控制系統(tǒng)框圖如圖 所示，它根據(jù)逆變器的狀態(tài)方程和輸出反饋信號來計(jì)算逆變器在下一個(gè)采樣周期的脈沖寬度，控制開關(guān)動(dòng)作使下一個(gè)采樣時(shí)刻的輸出準(zhǔn)確跟蹤參考指令。由負(fù)載擾動(dòng)引起的輸出電壓偏差可在一個(gè)采樣周期內(nèi)得到修正。無差拍控 制器G p ( s )+d狀態(tài) 反饋U rU o無差拍控制有著非?？斓膭?dòng)態(tài)響應(yīng)，波形畸變率小，即使開關(guān)頻率不是很高，也能得到較好的輸出波形品質(zhì)；無差拍控制能夠通過調(diào)節(jié)逆變橋的輸出相位來補(bǔ)償LC 濾波器的相位延時(shí)，使輸出電壓的相位與負(fù)載關(guān)系不大。但是，無差拍控制的自身缺點(diǎn)也十分明顯：無差拍控制效果取決于模型估計(jì)的準(zhǔn)確程度，實(shí)際上無法對電路模型做出非常精確的估計(jì)，而且系統(tǒng)模型隨負(fù)載不同而變化，系統(tǒng)魯棒性不強(qiáng)；圖 無差拍控制系統(tǒng)示意圖7其次，無差拍控制極快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)即是其優(yōu)勢，又導(dǎo)致了其不足，為了在一個(gè)采樣周期內(nèi)消除誤差控制器瞬態(tài)調(diào)節(jié)量較大，一旦系統(tǒng)模型不準(zhǔn)，很容易使系統(tǒng)輸出振蕩，不利于逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行。（6）滑模變結(jié)構(gòu)控制滑模變結(jié)構(gòu)控制最大的優(yōu)勢是對參數(shù)變動(dòng)和外部擾動(dòng)不敏感，系統(tǒng)的魯棒性特別強(qiáng)。早期逆變器采用模擬控制實(shí)現(xiàn)滑模變結(jié)構(gòu)控制，存在電路復(fù)雜、控制功能有限的弱點(diǎn)。基于微處理器的滑模變結(jié)構(gòu)控制完全不同于常規(guī)的連續(xù)滑?？刂评碚?，需要離散滑模控制技術(shù)，文獻(xiàn)[29]通過引入前饋改善離散滑模控制的穩(wěn)態(tài)性能，文獻(xiàn)[30]通過自矯正措施改善負(fù)載擾動(dòng)的影響。但是滑?？刂拼嬖诶硐牖Ｇ袚Q面難以選取、控制效果受采樣率的影響等弱點(diǎn)，它還存在高頻抖動(dòng)現(xiàn)象且設(shè)計(jì)中需知道系統(tǒng)不確定性參數(shù)和擾動(dòng)的界限，抖動(dòng)使系統(tǒng)無法精確定位，測定系統(tǒng)不確定參數(shù)和擾動(dòng)的界限則影響了系統(tǒng)魯棒性進(jìn)一步發(fā)揮 [31]～[39] 。（7）神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制 [40]～[42]神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制是近幾年來興起的一種智能控制方式，它模仿人的大腦實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)的控制，適用于線性及非線性系統(tǒng)。神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)學(xué)習(xí)所需的各種實(shí)例來自于實(shí)驗(yàn)和仿真得到的數(shù)據(jù)，選擇一種學(xué)習(xí)算法，應(yīng)用所獲實(shí)例，通過離線學(xué)習(xí)獲得系統(tǒng)最佳控制規(guī)律，應(yīng)用到實(shí)際系統(tǒng)中去實(shí)現(xiàn)在線控制。由于其控制規(guī)律不依賴于系統(tǒng)模型，而且學(xué)習(xí)實(shí)例包含了各種情況，因此系統(tǒng)控制魯棒性很強(qiáng)，但由于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)技術(shù)沒有突破，還沒有成功應(yīng)用于逆變器控制之中。（8）模糊控制 [43]～[47]電力電子裝置往往是一個(gè)多變量、非線性時(shí)變的系統(tǒng)，系統(tǒng)的復(fù)雜性和模型的精確性總是存在矛盾，而模糊控制能夠在準(zhǔn)確和簡明之間取得平衡，有效地對復(fù)雜事物做出判斷和處理。模糊控制屬于智能控制，其優(yōu)點(diǎn)是：不依賴被控對象的精確模型，具有較強(qiáng)的魯棒性和自適應(yīng)性；查找模糊控制表只需要占用處理器很少的時(shí)間，因而可以采用較高采樣率來補(bǔ)償模糊規(guī)則和實(shí)際經(jīng)驗(yàn)的偏差。理論證明模糊控制可以任意精度逼近任何非線性函數(shù)，但受到當(dāng)前技術(shù)水平的限制，模糊變量的分檔和模糊規(guī)則數(shù)都受到限制，隸屬函數(shù)的確定還沒有統(tǒng)一的理論指導(dǎo)，帶有一定人為因素，因此模糊控制的精度有待于進(jìn)一步提高。從上述控制方案可見，每一種控制方案有其特長，也存在某些問題，因此，一種必然的發(fā)展趨勢是各種控制方案互相滲透，取長補(bǔ)短，優(yōu)勢互補(bǔ)結(jié)合成復(fù)合的控制方案。8 選題依據(jù)和本文主要研究內(nèi)容本文主要研究基于瞬時(shí)值反饋的高頻 PWM 逆變器的波形控制技術(shù)，重點(diǎn)討論的是現(xiàn)在最常用的 單閉環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙閉環(huán)控制。因此文章的內(nèi)容PID也是圍繞這兩種控制方法來展開的,不但給出其具體的控制器計(jì)算方法,并且在一臺(tái)樣機(jī)上做了雙環(huán)控制實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證了雙環(huán)控制方式的控制效果。本文的內(nèi)容為:（1）高頻 PWM 逆變器的數(shù)學(xué)模型分析(第二章)。首先建立了單相逆變電源的數(shù)學(xué)模型，然后分析了逆變系統(tǒng)諧波畸變的主要原因，由于逆變器的輸出阻抗不為零，因此負(fù)載電流將在輸出阻抗上形成壓降。由于實(shí)際存在死區(qū)，過調(diào)制及非線性等不理想因素存在，導(dǎo)致了輸出電壓的畸變。（2）逆變器的電壓單環(huán) PID 控制已有廣泛應(yīng)用，但是系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性特別是非線性負(fù)載的時(shí)候以及穩(wěn)態(tài)精度不是很理想，原因在于 PID 控制器參數(shù)設(shè)計(jì)往往基于經(jīng)驗(yàn)現(xiàn)場調(diào)整或用頻率特性分析法反復(fù)試湊得到，不能很好發(fā)揮 PID 優(yōu)良的調(diào)節(jié)能力。第三章提出了基于極點(diǎn)配置的逆變器瞬時(shí)電壓 PID 控制器設(shè)計(jì)方法，仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)同時(shí)具有優(yōu)良的動(dòng)、靜態(tài)特性。最后還介紹并分析了一種 PI 調(diào)節(jié)器結(jié)合電壓瞬時(shí)值反饋控制方法，說明它是一種經(jīng)濟(jì)實(shí)用的方法。（3）基于極點(diǎn)配置的方法同樣用于逆變器電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，第四章以電容電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)為例，著重分析了各種方式下的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，仿真結(jié)果表明逆變器雙環(huán)控制系統(tǒng)具有比瞬時(shí)電壓 PID 控制更好的動(dòng)、靜態(tài)性能，盡管電路結(jié)構(gòu)較瞬時(shí)電壓 PID 復(fù)雜，適合于性能指標(biāo)要求極高的系統(tǒng)。（4）給出了雙環(huán)控制方式下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。92 高頻 PWM 逆變器的數(shù)學(xué)模型分析 引言本文研究的是高頻 PWM 電壓源型逆變器,因此本章建立了系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型,同時(shí)分析了影響單相 PWM 逆變器性能的因素,為后續(xù)章節(jié)的分析設(shè)計(jì)提供了理論依據(jù)。 逆變器的數(shù)學(xué)模型圖 為單相全橋逆變電源的主電路原理圖，圖中濾波電感 L 與濾波電容 C 構(gòu)成低通濾波器，r 為考慮濾波電感 L 的等效串聯(lián)電阻、死區(qū)效應(yīng)、開關(guān)管導(dǎo)通壓降、10線路電阻等逆變器中各種阻尼因素的綜合等效電阻。E 為直流母線電壓，u 1為逆變橋輸出電壓，u 0為逆變器輸出電壓，i l為流過濾波電感的電流。i 0代表負(fù)載電流。LCRr0uaboiT 1T 2T 3T 4E lli 將開關(guān)管 TTTT4 視為理想器件,其通斷控制用相應(yīng)的開關(guān)函數(shù) S 來描述： （21）1S?????T,4導(dǎo) 通 ， 2,T3關(guān) 斷導(dǎo) 通 ， 14關(guān) 斷在 SPWM 調(diào)制下，若不考慮死區(qū)，T1 和 T4 控制信號相同,T2 和 T3 控制信號相同,T1 和 T2 控制信號互補(bǔ)。因而 u1為一雙極性脈沖電壓，它與直流輸入的關(guān)系為： （2lduSE?2）逆變橋 SPWM(Sinusoidal PulseWidth Modulation,正弦脈寬調(diào)制)采用雙極性調(diào)制方式,其調(diào)制過程如圖 所示。當(dāng)開關(guān)頻率 fs（這里，選取開關(guān)頻率為9kHz）遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率 f（50Hz）時(shí)，可將 u1在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值 看作lU低頻瞬時(shí)值，則： （23）11()[]44/2/dddlttEEtU?????????????22?23??202?0c mVs mVlu?E E（a） 雙極性 SPWMc mVsV1t4t0t?t?E E0（b） 局部放大后的調(diào)制波形圖 單相全橋逆變電源的主電路原理圖圖 雙極性 SPWM 原理11由于三角載波隨時(shí)間線性變化，而調(diào)制波在一個(gè)開關(guān)周期基本不變。由圖（b）所示的 PWM 調(diào)制波形可得： （24）1/4scmVt?式中： 為調(diào)制信號，設(shè)為：??tVs ()in()sstt??為三角載波的幅值。cm將式（24）代入（23）可得： （25）()()sl mscVtUEkt??其中 ，在直流側(cè)電壓恒定時(shí)為一常量。由式（25）可知，當(dāng)調(diào)制信/mckEV?號 為一連續(xù)的模擬變量時(shí)， 也為連續(xù)模擬變量。因此，當(dāng)用 來低頻??ts ()lt ()lUt等效 u1時(shí)，就可將 u1也看作連續(xù)模擬變量，即 （26）()()sin()mlmsscmcVEkttt????由于一般的 PWM 逆變電源所用的輸出濾波器的截止頻率都遠(yuǎn)小于逆變器的開關(guān)頻率，而理想的 PWM 波形只含開關(guān)頻率及開關(guān)頻率倍頻附近的高次諧波，這些高次諧波均可被濾波器衰減到可忽略的程度。因此，在 PWM 逆變電源的分析中，不妨忽略這些高次諧波的影響，而認(rèn)為理想 PWM 逆變電源為式（26）所示的理想功率放大器。當(dāng)選擇輸出電壓 和電容電流 作為狀態(tài)變量，可得狀態(tài)空間表達(dá)式如下：ouci （27）00 011ccu iCuriirLL???????? ??????? ??????????? ?則式（26）與式（27）構(gòu)成了單相 PWM 逆變器的狀態(tài)空間平均模型。由狀態(tài)空間平均模型可以推導(dǎo)出雙輸入同時(shí)作用時(shí)系統(tǒng)的 S 域輸出響應(yīng)關(guān)系式及方框圖（圖 ）如下： )(1(1)()( 0220 sIrCLsrLCsU????12r RLCU （28）10()()dGsUWsI??u11/L+1/Si1r/L1/SCu0i0 影響 單相 PWM 逆變器性能的因素 輸出阻抗采用二階 LC 低通濾波器的 PWM 逆變電源，可用圖 等效表示。U 為逆變橋輸出高頻 PWM 波，R 為負(fù)載。r 表征了多種阻尼的綜合效應(yīng)，包括開關(guān)器件通態(tài)電阻、死區(qū)效應(yīng)、線路阻抗、濾波電感等效串聯(lián)電阻等，一般在 1 以?下。將電壓源 U 置零，可得電源輸出阻抗為： （29）??2 2111o sjsjLrsLrjLrsCZCrC????????? ?圖 單相逆變器主電路方框圖 圖 逆變器輸出阻抗 BODE 圖圖 PWM 逆變電源電路圖13Z0隨 ω 變化情況如圖 所示。由圖可看出，逆變器的輸出阻抗不為零，且在諧振頻率 ω 0附近的值很大。因此，當(dāng)逆變電源給負(fù)載供電時(shí)，負(fù)載電流將在輸出阻抗上形成壓降，對非線性負(fù)載來說，其諧波成分將引起電源輸出端電壓的畸變。這是非線性負(fù)載電流引起逆變電源電壓波形畸變的內(nèi)在原因。 輸出電壓波形質(zhì)量的影響因素由 節(jié)和 節(jié)中可知,理想 PWM 波形通常只含有載波頻率及載波倍頻附近的高次諧波。LC 濾波器的轉(zhuǎn)折頻率通常選在開關(guān)頻率的 1/10 左右，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于逆變器的開關(guān)頻率，對高次諧波具有明顯的衰減作用。因此，對于由理想開關(guān)構(gòu)成、且只帶線性負(fù)載的 PWM 逆變器，在合適的輸出 LC 濾波器作用下，要獲得理想的正弦輸出并不困難。實(shí)際應(yīng)用中，存在