【文章內(nèi)容簡介】 間，就會出現(xiàn)這種情況，而信號的這種時延擴展會導(dǎo)致信號碼間干擾的產(chǎn)生。正交頻分復(fù)用的技術(shù)關(guān)鍵就是實現(xiàn)并保護好子載波間的正交性，接受端收到的信號 x(t)與子載波相乘后通過積分器，不同頻率的載波相乘積分后為零，只有武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）4相同載波積分后得到原始符號。正是由于每個子載波的正交性，我們可以是子載波的頻譜重疊并靠近 Nyquist 帶寬，從而大大提高了頻譜的利用率，所以非常適合移動場合中的高速傳輸。多徑傳輸?shù)姆柛蓴_時個頭疼的問題，OFDM 為解決這樣的問題在符號間加上保護間隔內(nèi)，保護間隔可以不傳輸任何信號。這樣的情況下仍然解決不了信道間干擾（ICI） ，子載波之間的正交性遭到破壞，接收端就不能很好的恢復(fù)出原始信號，這點是毀滅性的。OFDM 的解決方法是把符號后面長度是 Tg（保護間隔的長度）的部分拿到每個符號的前面當(dāng)做保護間隔來傳輸，這種方法就叫做循環(huán)前綴。這樣就使得在 FFT 周期內(nèi)， OFDM 符號的延時副本所包含的波形的周期個數(shù)是整數(shù)，從而解決了 ICI。將原符號塊最后信號放到原符號塊的前部，構(gòu)成新序列，時域中原來發(fā)送信號與信道響應(yīng)的線性卷積變?yōu)閳A周卷積。 OFDM 技術(shù)的實現(xiàn)電力線的信道環(huán)境非常惡劣，信道特征和參數(shù)受到頻率、地點、時間和連接到它上面的設(shè)備的影響。從 10kHz 到 200kHz 的低頻率區(qū)域更容易產(chǎn)生沖突。而且電力線是一個頻率選擇性信道。除了經(jīng)常發(fā)生在 50/60Hz 脈沖噪音中主要的背景噪音外，窄帶沖突和小組時延能達到幾百微秒。OFDM 是一種能有效利用有限 CENELEC 帶寬的調(diào)制技術(shù)，且支持使用先進的信道編碼技術(shù)，這種組合能力在電力線信道上形成一個非?？煽康耐ㄐ拧D 展示了基于 G3PLC 協(xié)議的 OFDM 系統(tǒng)實現(xiàn)框圖。CENELEC 帶寬被分割成許多子信道，這些信道被看作是用不同的正交頻率表示的獨立頻移鍵控（PSK）調(diào)制載波。正交和 RS 編碼提供了冗余比特，它能使接收端在由背景噪聲和脈沖噪聲而造成的比特丟失的情況下自行糾錯。時間—頻率交織方案用于降低譯碼器輸入端接受噪音的相關(guān)性而提供多樣性。武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）5D A T A幀控制頭( F C H )交織器卷積編碼器R S編碼器擾頻器D B P S K /D Q P S K映射I F F T添加循環(huán)前綴加窗模擬前端電力線模擬前端同步檢測去除循環(huán)前綴F F T信道估計解交織D B P S K /D Q P S K解調(diào)R o b u s t 4R o b u s t 6組合器V i t e r b i解碼器R S解碼器解擾器 D A T A幀控制頭( F C H )前 向 糾 錯 碼 解 碼 器O F D M 解 調(diào) 器前 向 糾 錯 碼 編 碼 器圖 基于 G3PLC 協(xié)議的 OFDM 系統(tǒng)實現(xiàn)框圖OFDM 信號是由復(fù)值信號點進行快速離散傅立葉變換（IFFT）操作產(chǎn)生的，這些信號點是由不同的相位調(diào)制編碼產(chǎn)生，且它們被分配到不同的子載波。每個OFDM 符號都是由一個循環(huán)前綴加到一個由 IFFT 產(chǎn)生的塊的前面而構(gòu)成的。選擇一個循環(huán)前綴的長度以便信道時延不會引起連續(xù) OFDM 符號或鄰近的子載波產(chǎn)生沖突。接收端基于接收信號的質(zhì)量決定采用何種的調(diào)制方案。而且，系統(tǒng)會區(qū)分受損的子載波的信噪比以及選擇在哪個信道上傳輸。 OFDM 系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù) 同步技術(shù)OFDM 技術(shù)區(qū)分各個子信道的方法是利用各個子載波之間嚴(yán)格的正交性。頻偏和相位噪聲會使子載波之間的正交特性惡化從而導(dǎo)致子信道間的信號相互干擾武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）6(ICI)，這種對頻率偏差的敏感是 OFDM 系統(tǒng)的主要缺點之一，特別是在實際應(yīng)用中與 FDMA、 TDMA 和 CDMA 等多址方式相結(jié)合時，時間和頻率同步尤為重要。時域同步，要求 OFDM 系統(tǒng)確定符號邊界，并且提取出最佳的采樣時鐘，從而減小載波干擾(ICI)和碼間干擾(ISI) 造成的影響。在 OFDM 系統(tǒng)中，只有發(fā)送和接收的子載波完全一致，才能保證載波間的正交性，從而可以正確接收信號。任何頻率偏移必然導(dǎo)致 ICI。實際系統(tǒng)中，由于本地時鐘源(如晶體振蕩器)不能精確的產(chǎn)生載波頻率，總要附著一些隨機相位調(diào)制信號。結(jié)果接收機產(chǎn)生的頻率不可能與發(fā)送端的頻率完全一致。對于單載波系統(tǒng)，相位噪聲和頻率偏移只是導(dǎo)致信噪比損失，而不會引入干擾。但對于多載波系統(tǒng)，卻會造成子載波間干擾(ICI)，因此 OFDM 系統(tǒng)對于載波偏移比單載波系統(tǒng)要敏感，必須采取措施消除頻率偏移。如果時域同步誤差較大，F(xiàn)FT 處理窗已超出了當(dāng)前 OFDM 符號的數(shù)據(jù)區(qū)域和保護時間區(qū)域，包括了相鄰的 OFDM 符號，則引入碼間干擾，嚴(yán)重惡化了系統(tǒng)性能。 頻域同步，要求系統(tǒng)估計和校正接收信號的載波偏移。 與頻率誤差不同，時間同步誤差不會引起子載波間干擾(ICI)。但時間同步誤差將導(dǎo)致 FFT 處理窗包含連續(xù)的兩個 OFDM 符號，從而引入了 OFDM 符號間干擾(ISI) 。并且即使 FFT處理窗位置略有偏移，也會導(dǎo)致 OFDM 信號頻域的偏移，從而造成信噪比損失，BER 性能下降。OFDM 系統(tǒng)中的同步過程一般分為捕獲和跟蹤兩個階段，捕獲階段進行粗同步，跟蹤階段進行細同步，以進一步減小誤差。對十突發(fā)式的數(shù)據(jù)傳輸，一般是通過發(fā)送輔助信息來實現(xiàn)同步。當(dāng)前提出的OFDM 系統(tǒng)中，采用輔助信息的同步方式主要可以分為：插入導(dǎo)頻符號的同步和基于循環(huán)前綴的同步。這兩種同步方法，各有其優(yōu)缺點。插入導(dǎo)頻符號法同步性能較好，但是這種方法浪費了帶寬和功率資源，降低了系統(tǒng)的有效性。基于循環(huán)前綴的同步法可以應(yīng)用最大似然估計算法，克服了插入導(dǎo)頻符號浪費資源的缺點，且簡單、易實現(xiàn)，但是同步范圍較小。武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）7同步是 OFDM 技術(shù)中的一個難點，許多學(xué)者提出了很多 OFDM 同步算法，其中較常用的有利用奇異值分解的 ESPRIT 同步算法和 ML 估計算法， ESPRIT算法雖然估計精度高，但計算復(fù)雜，計算量大，而 ML 算法利用 OFDM 信號的循環(huán)前綴，可以有效地對 OFDM 信號進行頻偏和時偏的聯(lián)合估計，而且與 ESPRIT算法相比，其計算量要小得多。OFDM 系統(tǒng)對定時頻偏的要求是小于 OFDM 符號間隔的 4%，對頻率偏移的要求大約要小于子載波間隔的 1%~2%，系統(tǒng)產(chǎn)生的3dB 相位噪聲帶寬大約為子載波間隔的 %~%。 信道估計在 OFDM 系統(tǒng)中，信道估計器的設(shè)計主要有兩個問題：一是導(dǎo)頻信息的選取。由于無線信道常常是衰落信道，需要不斷對信道進行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送；二是復(fù)雜度較低和導(dǎo)頻跟蹤能力良好的信道估計器的設(shè)計。在實際設(shè)計中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計器的設(shè)計通常又是相互關(guān)聯(lián)的，因為估計器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式有關(guān)。 降低峰值平均功率比由于OFDM信道時域上表現(xiàn)為N個正交子載波信號的疊加，當(dāng)這 N個信號恰好均以峰值疊加時，OFDM信號也將產(chǎn)生最大峰值，該峰值功率是平均功率的N 倍。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，但為了不知真地傳輸這些高PAPR的OFDM信號，發(fā)送端對高功率放大器(HPA)的線性度要求也很高。因此，高的PAPR使得OFDM系統(tǒng)的性能大大下降甚至直接影響實際應(yīng)用。為了解決這一問題，人們提出了基于信號畸變技術(shù)、信號擾碼技術(shù)和基于信號空間擴展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。 均衡在一般的衰落環(huán)境下，OFDM 系統(tǒng)中的均衡不是有效改善系統(tǒng)性能的方法。因為均衡的實質(zhì)是補償多徑信道引起的碼間干擾，而 OFDM 技術(shù)本身已經(jīng)利用了多徑信道的分集特性，因此在一般情況下，OFDM 系統(tǒng)就不必再做均衡了。在高武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）8度散射的信道中，信道記憶長度很長，循環(huán)前綴 CP 的長度必須很長，才能使 ISI盡量不出現(xiàn)。但是，CP 長度過長必然導(dǎo)致能量大量損失，尤其對子載波個數(shù)不是很大的系統(tǒng)。這時，可以考慮加均衡器以使 CP 的長度適當(dāng)減小，即通過增加系統(tǒng)的復(fù)雜性換取系統(tǒng)頻帶利用率的提高。 編碼信道和交織為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能，信道編碼和交織是普遍采用的方法。對于衰落信道中的隨機錯誤，可以采用信道編碼；對于衰落信道中的突發(fā)錯誤，可以采用交織技術(shù)。實際應(yīng)用中，通常同時采用信道編碼和交織，進一步改善整個系統(tǒng)的性能。在OFDM 系統(tǒng)中，如果信道衰落不是太嚴(yán)重，均衡是無法再利用信道的分集特性來改善系統(tǒng)性能的，因為OFDM系統(tǒng)自身具有，利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已經(jīng)被OFDM這種調(diào)制方式本身所利用了。但是OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)卻為在子載波間進行編碼提供了機會，形成COFDM方式。編碼可以采用各種碼，如:：分組碼、卷積碼等，其中卷積碼的效果要比分組碼好。武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）9第 3 章 OFDM 調(diào)制器技術(shù) OFDM 調(diào)制解調(diào)原理OFDM 技術(shù)對信號進行 I/Q 調(diào)制, 在 IQ 兩路調(diào)制時沒有幅度上的失真, 所以極大的克服了模擬 I/Q調(diào)制的幅度和相位不平衡性 , 克服了模擬混頻電路非線性的影響。由于 FPGA的可編程性, 使用 FPGA 實現(xiàn)調(diào)制 /解調(diào)可以提高系統(tǒng)的可編程性。在 FPGA 中在使用平方根升余弦濾波器對基帶信號濾波, 以消除符號間干擾, 濾波后的IQ兩路信號通過乘法器與 NCO 中的正弦和余弦中頻載波相乘完成 IQ 調(diào)制, 最后兩路信號相加通過 DA 轉(zhuǎn)換送入信道。接收時將信道來的通過 AD轉(zhuǎn)換后的信號通過與 NCO 的兩路正交載頻相乘分解出 IQ 兩路信號送至 FPGA 進行 OFDM 調(diào)制在并串轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)輸出。實現(xiàn)框圖分別如圖 、圖 。圖 基于 OFDM 系統(tǒng)得調(diào)制和解調(diào)框圖武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）10圖 調(diào)制原理框圖圖 調(diào)制原理框圖一個 OFDM 符號之內(nèi)包含多個經(jīng)過相移鍵控(PSK)或者正交幅度調(diào)制(QAM)的子載波。如果用 N 表示子載波的個數(shù)，T 表示 OFDM 符號的持續(xù)時間(周期)， di(i=0,1,2…,N1) 表示分配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號， ?i 表示第 i 個子載波的載波頻率，矩形函數(shù) rect(t)=1,|t|≤T/2,則 t=ty 從開始的 OFDM 符號可以表示為：()???? ????????????? TtttfjTtrecdts ssssNi sisi ?0 )](2exp[)/(R)(1 ?一旦將要傳輸?shù)谋忍胤峙涞礁鱾€子載波上，某一種調(diào)制模式則將它們映射為子載波的幅度和相位，通常采用等效基帶信道來表示 OFDM 的輸出信號: ()???? ???????? TtttTijTtrecdts ssssNi si ?0 )](/2exp[)/()(1 ?其中 s(t)的實部和虛部分別對應(yīng) OFDM 符號的同相(Inphase)和正交(Quadraturephase)分量，在實部系統(tǒng)可以分別與相應(yīng)子載波的余弦分量和正弦分武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計（論文）11量相乘，構(gòu)成最終的子信道信