【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 的基帶系統(tǒng)的總特性盡量接近最佳系統(tǒng)特性。頻域均衡往往需分別校正幅頻特性和群時(shí)延特性，且對(duì)群時(shí)延特性，且對(duì)群時(shí)延失真的補(bǔ)償能力較弱，尤其對(duì)非最小相位衰落通常無(wú)能為力，因而在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中一般不采用頻域均衡，而采用時(shí)域均衡。所謂時(shí)域均衡，就是從時(shí)域的沖激響應(yīng)考慮，使均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的沖激響應(yīng)應(yīng)滿足無(wú)符號(hào)間干擾的條件。時(shí)域均衡直接利用波形補(bǔ)償?shù)姆椒▉?lái)校正由于基帶特性不理想引起的波形畸變，使校正后的波形在取樣判決時(shí)刻的碼間干擾盡可能小，所以時(shí)域均衡也稱波形均衡。時(shí)域均衡器利用它所產(chǎn)生的響應(yīng)去補(bǔ)償己畸變的信號(hào)波形，最終能有效地消除抽樣時(shí)刻上的符號(hào)間干擾，因而在數(shù)字通信的許多領(lǐng)域，如調(diào)制解調(diào)器、移動(dòng)通信、短波通信、ADSL、HDSL等應(yīng)用中得到廣泛的應(yīng)用。 自適應(yīng)均衡器的分類自適應(yīng)均衡器的分類方法很多，從類型上可分為線性和非線性兩大類[14]；從結(jié)構(gòu)上可分為橫向?yàn)V波器和格型濾波器；從延遲線抽頭間隔上看，可分為碼元間隔Ts抽頭均衡器和分?jǐn)?shù)間隔抽頭均衡器。線性均衡器與非線性均衡器的主要差別在于自適應(yīng)的輸出是否被用于判決反饋。若判決輸出沒(méi)被用于均衡器的反饋邏輯中，則均衡器是線性的；若判決輸出被用于均衡器的反饋邏輯并改變了均衡器的后續(xù)輸出，則均衡器是非線性的。實(shí)現(xiàn)均衡的濾波器結(jié)構(gòu)有許多種，而且每種結(jié)構(gòu)在實(shí)現(xiàn)時(shí)又有許多算法，分類如圖22。均衡線性非線性橫向?yàn)V波器格型橫向?yàn)V波器格型DFEMLSDMLSE橫向信道預(yù)測(cè) 22均衡器的分類對(duì)應(yīng)每類結(jié)構(gòu)都有一簇算法來(lái)自適應(yīng)的調(diào)整均衡器參數(shù)。數(shù)字通信中，多徑時(shí)延擴(kuò)展可以從幾微秒到100微秒，其頻率選擇性衰落特性，使得信道的頻率特性產(chǎn)生許多零點(diǎn)，在這樣的信道中，線性均衡器的性能通常很差。線性均衡器為了補(bǔ)償多徑衰落引起的信道某些位置的深衰落，會(huì)引入很大的增益，從而明顯地放大了該位置的噪聲，惡化了均衡器的輸出信噪比[15]。在惡劣的數(shù)字移動(dòng)通信信道中，非線性均衡器顯示出比線性均衡器更良好的性能，因而被廣泛使用。 線性均衡器常用的線性均衡器有橫向?yàn)V波器、格形濾波器和分?jǐn)?shù)間隔均衡器。 橫向?yàn)V波器正如上節(jié)所述，自適應(yīng)均衡的結(jié)構(gòu)可以是橫向結(jié)構(gòu)以及格形結(jié)構(gòu)。最常用的均衡器結(jié)構(gòu)是線性橫向均衡器（LTE），如圖5所示。它由分為若干級(jí)的延遲線構(gòu)成，級(jí)與級(jí)之間延遲時(shí)間的間隔為T，且延遲單元的增益相同，所以線性橫向均衡器的傳遞函數(shù)可以被表示成延遲符號(hào)，即的函數(shù)。最簡(jiǎn)單的線性橫向均衡器只使用前饋延時(shí)，其傳遞函數(shù)是的多項(xiàng)式，有很多零點(diǎn)，且極點(diǎn)都在，所以被稱為有限沖激響應(yīng)（FIR）濾波器，或簡(jiǎn)稱為橫向?yàn)V波器。若均衡器同時(shí)具有前饋和反饋鏈路，其傳遞函數(shù)將是的有理分式，則稱為無(wú)限沖激響應(yīng)（IIR）濾波器。對(duì)于IIR型均衡器則存在不穩(wěn)定性問(wèn)題，當(dāng)進(jìn)行自適應(yīng)處理過(guò)程中出現(xiàn)極點(diǎn)移出單位圓之外時(shí)，會(huì)使均衡器產(chǎn)生不穩(wěn)定，所以很少被使用。因此本文所討論的自適應(yīng)均衡均采用橫向結(jié)構(gòu)FIR濾波器。其主要原因是FIR結(jié)構(gòu)的自適應(yīng)技術(shù)實(shí)現(xiàn)容易，其對(duì)加權(quán)系數(shù)的修正就是調(diào)節(jié)了均衡器的性能，同時(shí)還可以保證其穩(wěn)定性。周期為時(shí)鐘抽頭 23線性橫向?yàn)V波器的基本結(jié)構(gòu) 格形濾波器格形濾波器的結(jié)構(gòu)如圖6所示。輸入信號(hào)被轉(zhuǎn)換成一組階的前向和反向誤差信號(hào)，用做相加器的輸入，用于計(jì)算更新系數(shù)。格形濾波器的每一步可用下面的式子表征： （26） （27） （28）其中，是格形濾波器第步的反射系數(shù)。反饋誤差信號(hào)用作抽頭的衡量系數(shù)，濾波器的輸出可表示為： （29） 24格形濾波器結(jié)構(gòu)……………………∑∑∑∑∑格型濾波器的兩個(gè)主要優(yōu)點(diǎn)是快速收斂特性和計(jì)算的穩(wěn)定性。并且，格型濾波器的獨(dú)特結(jié)構(gòu)允許格型濾波器可以動(dòng)態(tài)的調(diào)整長(zhǎng)度。因此，如果信道不是嚴(yán)重的時(shí)間離散信道，只用一小部分就可以。當(dāng)信道是較嚴(yán)重的時(shí)間離散的話，均衡器的長(zhǎng)度可以通過(guò)修改算法而不用終止操作來(lái)增加。但是格型濾波器結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。因?yàn)樵诰馄鞯膶?shí)現(xiàn)中，橫向?yàn)V波器的結(jié)構(gòu)硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，性能良好，所以雖然格形濾波器等復(fù)雜結(jié)構(gòu)的濾波器構(gòu)成的均衡器在某些條件下具有比橫向?yàn)V波器結(jié)構(gòu)的均衡器更好的性能，但他們的硬件實(shí)現(xiàn)太復(fù)雜，一般在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中不使用。在本論文中，我們采用橫向?yàn)V波器作為研究對(duì)象。 分?jǐn)?shù)間隔均衡器 一般討論的線性均衡器結(jié)構(gòu)中，均衡器抽頭間的間隔為碼元間隔T（也稱波特間隔），故常稱之為波特間隔均衡器。這種均衡器采用碼率1/T（也稱波特率）對(duì)輸入和輸出信號(hào)采樣，所以又稱碼率均衡器（Symbol Rate Equalizer）或波特率均衡器（Baud Rate Equalizer）。但是波特間隔均衡器存在一些缺點(diǎn)，性能并不理想。相比之下，抽頭之間間隔為波特率分?jǐn)?shù)倍的均衡器（簡(jiǎn)稱為分?jǐn)?shù)間隔均衡器）要比波特間隔均衡器優(yōu)越[16]。從頻域角度，我們很容易分析波特間隔均衡器的局限性。如前所述，這種均衡器對(duì)輸入和輸出信號(hào)都以1/T的速率采樣，均衡器輸入信號(hào)的頻譜可寫(xiě)成 （210）由于對(duì)輸入信號(hào)的采樣速率1/T小于Nyquist采樣速率2/T，所以上式中為折疊或混疊頻譜，折疊頻率為1/2T。碼率均衡器輸出端的信號(hào)頻譜為，其中 （211）顯然，由這些關(guān)系可看出，碼率均衡器只能補(bǔ)償接收信號(hào)混疊的頻譜特性，不可能補(bǔ)償中固有的信道畸變。與波特間隔均衡器不同，分?jǐn)?shù)間隔均衡器（Fractionally Spaced Equalizer）則采用不低于Nyquist速率的采樣速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。例如，若發(fā)射的信號(hào)具有上升余弦頻譜（其跌落因子為）的脈沖組成時(shí)，其頻譜將擴(kuò)展到。這一信號(hào)在接收機(jī)端可用速率 （212）采樣， 然后再通過(guò)抽頭間隔為的均衡器。例如，若，則T/2間隔的均衡器；若，則得到的是2T/3間隔的均衡器等等。數(shù)字實(shí)現(xiàn)的分?jǐn)?shù)間隔均衡器抽頭間隔一般可表示為，其中M和N為整數(shù)，且。在許多應(yīng)用中，經(jīng)常使用T/2間隔均衡器。分?jǐn)?shù)間隔均衡器的頻率響應(yīng)為： （213）式中。均衡后的頻譜為： （214）由于，所以式（14）可表示成： （215）可以看出，分?jǐn)?shù)間隔均衡器避免了因欠采樣引起的頻譜混疊，因此可用于補(bǔ)償接收信號(hào)中的信道畸變。這正是分?jǐn)?shù)間隔均衡器對(duì)輸入信號(hào)用速率進(jìn)行采樣的目的所在。在輸出端，分?jǐn)?shù)間隔均衡器和波特間隔均衡器一樣，也是用碼率對(duì)均衡器輸出信號(hào)采樣。由式（13）易知，分?jǐn)?shù)間隔均衡器輸出信號(hào)的頻譜由下式給出： （216）綜上所述，最數(shù)佳分間隔均衡器等價(jià)于匹配濾波器后接波特間隔均衡器的最佳線性接收機(jī)。 非線性均衡器 當(dāng)信道是嚴(yán)重的符號(hào)間干擾信道時(shí)，線性均衡器可以用非線性均衡器來(lái)代替。對(duì)于信道通帶內(nèi)的頻率特性存在零點(diǎn)的情況下，線性均衡器的能力有限。為了補(bǔ)償失真，線性均衡器在頻率零點(diǎn)附近補(bǔ)償了許多增益，因此在那些頻率點(diǎn)處增加了噪聲。非線性均衡技術(shù)對(duì)嚴(yán)重符號(hào)間干擾可以提供相當(dāng)好的補(bǔ)償。在線性均衡技術(shù)的基礎(chǔ)上發(fā)展了三種非常有效的非線性均衡方法[17]：（1）判決反饋均衡器（Decision Feedback Equalization，DFE）（2）最大似然信號(hào)檢測(cè)（3）最大似然序列估計(jì)（Maximum Likelihood Sequence Estimation，MLSE） 判決反饋均衡器 判決反饋均衡器具有與線性均衡器同樣的計(jì)算復(fù)雜性，它將取樣判決后的信號(hào)反饋回來(lái)以抵消后尾干擾。最簡(jiǎn)化的自適應(yīng)判決反饋均衡器含有兩個(gè)橫向?yàn)V波器：前向?yàn)V波器和反向?yàn)V波器。它用判決反饋輸出信號(hào)組成一個(gè)延遲線，用一部分抽頭系數(shù)加權(quán)求和后送回輸出端求和，以抵消碼間干擾。顯然，這種反饋使均衡器具有無(wú)限沖激響應(yīng)，從而使它對(duì)信道的幅度畸變有良好的補(bǔ)償作用，同時(shí)它對(duì)信道的幅度畸變也有較好的補(bǔ)償作用[18]。 判決反饋均衡器的基本思路是：一旦一個(gè)信息符號(hào)被檢測(cè)并被判定以后，就可在后續(xù)符號(hào)之前預(yù)測(cè)并消除由這個(gè)信息符號(hào)帶來(lái)的碼間干擾。判決反饋均衡器可由橫向?yàn)V波器實(shí)現(xiàn)，也可以由格型濾波器實(shí)現(xiàn)。橫向?yàn)V波器由一個(gè)前饋濾波器（FFF）和一個(gè)后饋濾波器（FBF）實(shí)現(xiàn)，如圖25所示。判決檢測(cè)器反饋橫式檢測(cè)器——前饋橫向?yàn)V波器輸入輸出 25 判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)FBF由檢測(cè)器的輸出驅(qū)動(dòng)，其系數(shù)可以被調(diào)整以消除先前符號(hào)對(duì)當(dāng)前符號(hào)的干擾。兩個(gè)濾波器的和構(gòu)成均衡器的輸出。均衡器的輸出被表示為： （217）這里，是時(shí)刻先前檢測(cè)的符號(hào)，是反饋濾波器的抽頭系數(shù)，是反饋濾波器的抽頭個(gè)數(shù)。注意到前饋濾波器只用到了非因果的抽頭系數(shù)，這是因?yàn)榉答仦V波器部分可以去除所有由于先前符號(hào)所引起的碼間干擾。若有深衰落，則判決反饋均衡器的誤差將大大小于線性均衡器。所以，判決反饋均衡器適合于有嚴(yán)重失真的無(wú)線信道。DFE算法是數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信中常用的一種算法，其性能較好，適用于有嚴(yán)重失真的無(wú)線信道，且較容易實(shí)施。但是，DFE的重要缺點(diǎn)是容易造成錯(cuò)誤的擴(kuò)散。若以前的判決出現(xiàn)錯(cuò)誤，再將錯(cuò)誤結(jié)果反饋給當(dāng)前的判決，將不可避免地造成錯(cuò)誤的擴(kuò)散傳播。 最大似然序列估計(jì)（MLSE）均衡器 前面描述的基于最小均方誤差準(zhǔn)則的線性均衡器，適用于當(dāng)信道不產(chǎn)生任何幅度失真時(shí)的最小信號(hào)差錯(cuò)概率準(zhǔn)則，這是均衡器用在移動(dòng)通信中的理想情況?；贛SE的均衡器的這種局限性讓研究者繼續(xù)研究最佳或近似最佳的非線性結(jié)構(gòu)。