【文章內(nèi)容簡介】 的基帶系統(tǒng)的總特性盡量接近最佳系統(tǒng)特性。頻域均衡往往需分別校正幅頻特性和群時延特性，且對群時延特性，且對群時延失真的補償能力較弱，尤其對非最小相位衰落通常無能為力，因而在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中一般不采用頻域均衡，而采用時域均衡。所謂時域均衡，就是從時域的沖激響應(yīng)考慮，使均衡器在內(nèi)的整個系統(tǒng)的沖激響應(yīng)應(yīng)滿足無符號間干擾的條件。時域均衡直接利用波形補償?shù)姆椒▉硇Ｕ捎诨鶐匦圆焕硐胍鸬牟ㄐ位?，使校正后的波形在取樣判決時刻的碼間干擾盡可能小，所以時域均衡也稱波形均衡。時域均衡器利用它所產(chǎn)生的響應(yīng)去補償己畸變的信號波形，最終能有效地消除抽樣時刻上的符號間干擾，因而在數(shù)字通信的許多領(lǐng)域，如調(diào)制解調(diào)器、移動通信、短波通信、ADSL、HDSL等應(yīng)用中得到廣泛的應(yīng)用。 自適應(yīng)均衡器的分類自適應(yīng)均衡器的分類方法很多，從類型上可分為線性和非線性兩大類[14]；從結(jié)構(gòu)上可分為橫向濾波器和格型濾波器；從延遲線抽頭間隔上看，可分為碼元間隔Ts抽頭均衡器和分?jǐn)?shù)間隔抽頭均衡器。線性均衡器與非線性均衡器的主要差別在于自適應(yīng)的輸出是否被用于判決反饋。若判決輸出沒被用于均衡器的反饋邏輯中，則均衡器是線性的；若判決輸出被用于均衡器的反饋邏輯并改變了均衡器的后續(xù)輸出，則均衡器是非線性的。實現(xiàn)均衡的濾波器結(jié)構(gòu)有許多種，而且每種結(jié)構(gòu)在實現(xiàn)時又有許多算法，分類如圖22。均衡線性非線性橫向濾波器格型橫向濾波器格型DFEMLSDMLSE橫向信道預(yù)測 22均衡器的分類對應(yīng)每類結(jié)構(gòu)都有一簇算法來自適應(yīng)的調(diào)整均衡器參數(shù)。數(shù)字通信中，多徑時延擴展可以從幾微秒到100微秒，其頻率選擇性衰落特性，使得信道的頻率特性產(chǎn)生許多零點，在這樣的信道中，線性均衡器的性能通常很差。線性均衡器為了補償多徑衰落引起的信道某些位置的深衰落，會引入很大的增益，從而明顯地放大了該位置的噪聲，惡化了均衡器的輸出信噪比[15]。在惡劣的數(shù)字移動通信信道中，非線性均衡器顯示出比線性均衡器更良好的性能，因而被廣泛使用。 線性均衡器常用的線性均衡器有橫向濾波器、格形濾波器和分?jǐn)?shù)間隔均衡器。 橫向濾波器正如上節(jié)所述，自適應(yīng)均衡的結(jié)構(gòu)可以是橫向結(jié)構(gòu)以及格形結(jié)構(gòu)。最常用的均衡器結(jié)構(gòu)是線性橫向均衡器（LTE），如圖5所示。它由分為若干級的延遲線構(gòu)成，級與級之間延遲時間的間隔為T，且延遲單元的增益相同，所以線性橫向均衡器的傳遞函數(shù)可以被表示成延遲符號，即的函數(shù)。最簡單的線性橫向均衡器只使用前饋延時，其傳遞函數(shù)是的多項式，有很多零點，且極點都在，所以被稱為有限沖激響應(yīng)（FIR）濾波器，或簡稱為橫向濾波器。若均衡器同時具有前饋和反饋鏈路，其傳遞函數(shù)將是的有理分式，則稱為無限沖激響應(yīng)（IIR）濾波器。對于IIR型均衡器則存在不穩(wěn)定性問題，當(dāng)進(jìn)行自適應(yīng)處理過程中出現(xiàn)極點移出單位圓之外時，會使均衡器產(chǎn)生不穩(wěn)定，所以很少被使用。因此本文所討論的自適應(yīng)均衡均采用橫向結(jié)構(gòu)FIR濾波器。其主要原因是FIR結(jié)構(gòu)的自適應(yīng)技術(shù)實現(xiàn)容易，其對加權(quán)系數(shù)的修正就是調(diào)節(jié)了均衡器的性能，同時還可以保證其穩(wěn)定性。周期為時鐘抽頭 23線性橫向濾波器的基本結(jié)構(gòu) 格形濾波器格形濾波器的結(jié)構(gòu)如圖6所示。輸入信號被轉(zhuǎn)換成一組階的前向和反向誤差信號，用做相加器的輸入，用于計算更新系數(shù)。格形濾波器的每一步可用下面的式子表征： （26） （27） （28）其中，是格形濾波器第步的反射系數(shù)。反饋誤差信號用作抽頭的衡量系數(shù)，濾波器的輸出可表示為： （29） 24格形濾波器結(jié)構(gòu)……………………∑∑∑∑∑格型濾波器的兩個主要優(yōu)點是快速收斂特性和計算的穩(wěn)定性。并且，格型濾波器的獨特結(jié)構(gòu)允許格型濾波器可以動態(tài)的調(diào)整長度。因此，如果信道不是嚴(yán)重的時間離散信道，只用一小部分就可以。當(dāng)信道是較嚴(yán)重的時間離散的話，均衡器的長度可以通過修改算法而不用終止操作來增加。但是格型濾波器結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。因為在均衡器的實現(xiàn)中，橫向濾波器的結(jié)構(gòu)硬件實現(xiàn)簡單，性能良好，所以雖然格形濾波器等復(fù)雜結(jié)構(gòu)的濾波器構(gòu)成的均衡器在某些條件下具有比橫向濾波器結(jié)構(gòu)的均衡器更好的性能，但他們的硬件實現(xiàn)太復(fù)雜，一般在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中不使用。在本論文中，我們采用橫向濾波器作為研究對象。 分?jǐn)?shù)間隔均衡器 一般討論的線性均衡器結(jié)構(gòu)中，均衡器抽頭間的間隔為碼元間隔T（也稱波特間隔），故常稱之為波特間隔均衡器。這種均衡器采用碼率1/T（也稱波特率）對輸入和輸出信號采樣，所以又稱碼率均衡器（Symbol Rate Equalizer）或波特率均衡器（Baud Rate Equalizer）。但是波特間隔均衡器存在一些缺點，性能并不理想。相比之下，抽頭之間間隔為波特率分?jǐn)?shù)倍的均衡器（簡稱為分?jǐn)?shù)間隔均衡器）要比波特間隔均衡器優(yōu)越[16]。從頻域角度，我們很容易分析波特間隔均衡器的局限性。如前所述，這種均衡器對輸入和輸出信號都以1/T的速率采樣，均衡器輸入信號的頻譜可寫成 （210）由于對輸入信號的采樣速率1/T小于Nyquist采樣速率2/T，所以上式中為折疊或混疊頻譜，折疊頻率為1/2T。碼率均衡器輸出端的信號頻譜為，其中 （211）顯然，由這些關(guān)系可看出，碼率均衡器只能補償接收信號混疊的頻譜特性，不可能補償中固有的信道畸變。與波特間隔均衡器不同，分?jǐn)?shù)間隔均衡器（Fractionally Spaced Equalizer）則采用不低于Nyquist速率的采樣速率對輸入信號進(jìn)行采樣。例如，若發(fā)射的信號具有上升余弦頻譜（其跌落因子為）的脈沖組成時，其頻譜將擴展到。這一信號在接收機端可用速率 （212）采樣， 然后再通過抽頭間隔為的均衡器。例如，若，則T/2間隔的均衡器；若，則得到的是2T/3間隔的均衡器等等。數(shù)字實現(xiàn)的分?jǐn)?shù)間隔均衡器抽頭間隔一般可表示為，其中M和N為整數(shù)，且。在許多應(yīng)用中，經(jīng)常使用T/2間隔均衡器。分?jǐn)?shù)間隔均衡器的頻率響應(yīng)為： （213）式中。均衡后的頻譜為： （214）由于，所以式（14）可表示成： （215）可以看出，分?jǐn)?shù)間隔均衡器避免了因欠采樣引起的頻譜混疊，因此可用于補償接收信號中的信道畸變。這正是分?jǐn)?shù)間隔均衡器對輸入信號用速率進(jìn)行采樣的目的所在。在輸出端，分?jǐn)?shù)間隔均衡器和波特間隔均衡器一樣，也是用碼率對均衡器輸出信號采樣。由式（13）易知，分?jǐn)?shù)間隔均衡器輸出信號的頻譜由下式給出： （216）綜上所述，最數(shù)佳分間隔均衡器等價于匹配濾波器后接波特間隔均衡器的最佳線性接收機。 非線性均衡器 當(dāng)信道是嚴(yán)重的符號間干擾信道時，線性均衡器可以用非線性均衡器來代替。對于信道通帶內(nèi)的頻率特性存在零點的情況下，線性均衡器的能力有限。為了補償失真，線性均衡器在頻率零點附近補償了許多增益，因此在那些頻率點處增加了噪聲。非線性均衡技術(shù)對嚴(yán)重符號間干擾可以提供相當(dāng)好的補償。在線性均衡技術(shù)的基礎(chǔ)上發(fā)展了三種非常有效的非線性均衡方法[17]：（1）判決反饋均衡器（Decision Feedback Equalization，DFE）（2）最大似然信號檢測（3）最大似然序列估計（Maximum Likelihood Sequence Estimation，MLSE） 判決反饋均衡器 判決反饋均衡器具有與線性均衡器同樣的計算復(fù)雜性，它將取樣判決后的信號反饋回來以抵消后尾干擾。最簡化的自適應(yīng)判決反饋均衡器含有兩個橫向濾波器：前向濾波器和反向濾波器。它用判決反饋輸出信號組成一個延遲線，用一部分抽頭系數(shù)加權(quán)求和后送回輸出端求和，以抵消碼間干擾。顯然，這種反饋使均衡器具有無限沖激響應(yīng)，從而使它對信道的幅度畸變有良好的補償作用，同時它對信道的幅度畸變也有較好的補償作用[18]。 判決反饋均衡器的基本思路是：一旦一個信息符號被檢測并被判定以后，就可在后續(xù)符號之前預(yù)測并消除由這個信息符號帶來的碼間干擾。判決反饋均衡器可由橫向濾波器實現(xiàn)，也可以由格型濾波器實現(xiàn)。橫向濾波器由一個前饋濾波器（FFF）和一個后饋濾波器（FBF）實現(xiàn)，如圖25所示。判決檢測器反饋橫式檢測器——前饋橫向濾波器輸入輸出 25 判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)FBF由檢測器的輸出驅(qū)動，其系數(shù)可以被調(diào)整以消除先前符號對當(dāng)前符號的干擾。兩個濾波器的和構(gòu)成均衡器的輸出。均衡器的輸出被表示為： （217）這里，是時刻先前檢測的符號，是反饋濾波器的抽頭系數(shù)，是反饋濾波器的抽頭個數(shù)。注意到前饋濾波器只用到了非因果的抽頭系數(shù)，這是因為反饋濾波器部分可以去除所有由于先前符號所引起的碼間干擾。若有深衰落，則判決反饋均衡器的誤差將大大小于線性均衡器。所以，判決反饋均衡器適合于有嚴(yán)重失真的無線信道。DFE算法是數(shù)字蜂窩移動通信中常用的一種算法，其性能較好，適用于有嚴(yán)重失真的無線信道，且較容易實施。但是，DFE的重要缺點是容易造成錯誤的擴散。若以前的判決出現(xiàn)錯誤，再將錯誤結(jié)果反饋給當(dāng)前的判決，將不可避免地造成錯誤的擴散傳播。 最大似然序列估計（MLSE）均衡器 前面描述的基于最小均方誤差準(zhǔn)則的線性均衡器，適用于當(dāng)信道不產(chǎn)生任何幅度失真時的最小信號差錯概率準(zhǔn)則，這是均衡器用在移動通信中的理想情況。基于MSE的均衡器的這種局限性讓研究者繼續(xù)研究最佳或近似最佳的非線性結(jié)構(gòu)。