【文章內(nèi)容簡介】 際應(yīng)用中與 FDMA、 TDMA 和 CDMA 等多址方式相結(jié)合時(shí)，時(shí)間和頻率同步尤為重要。 時(shí)域同步，要求 OFDM 系統(tǒng)確定符號(hào)邊界，并且提取出最佳的采樣時(shí)鐘，從而減小載波干擾 (ICI)和碼間干擾 (ISI)造成的影響。在 OFDM 系統(tǒng)中，只有發(fā)送和接收的子載波完全一致，才能保證載波間的正交性，從而可以正確接收信號(hào)。任何頻率偏移必然導(dǎo) 致 ICI。實(shí)際系統(tǒng)中，由于本地時(shí)鐘源 (如晶體振蕩器 )不能精確的產(chǎn)生載波頻率，總要附著一些隨機(jī)相位調(diào)制信號(hào)。結(jié)果接收機(jī)產(chǎn)生的頻率不可能與發(fā)送端的頻率完全一致。對(duì)于單載波系統(tǒng)，相位噪聲和頻率偏移只是導(dǎo)致信噪比損失，而不會(huì)引入干擾。但對(duì)于多載波系統(tǒng)，卻會(huì)造成子載波間干擾 (ICI)，因此 OFDM 系統(tǒng)對(duì)于載波偏移比單載波系統(tǒng)要敏感，必須采取措施消除頻率偏移。 如果時(shí)域同步誤差較大， FFT 處理窗已超出了當(dāng)前 OFDM 符號(hào)的數(shù)據(jù)區(qū)域和保護(hù)時(shí)間區(qū)域，包括了相鄰的 OFDM 符號(hào)，則引入碼間干擾，嚴(yán)重惡化了系統(tǒng)性能。 頻域同步 ，要求系統(tǒng)估計(jì)和校正接收信號(hào)的載波偏移。 與頻率誤差不同，時(shí)間同步誤差不會(huì)引起子載波間干擾 (ICI)。但時(shí)間同步誤差將導(dǎo)致 FFT 處理窗包含連續(xù)的兩個(gè) OFDM 符號(hào)，從而引入了 OFDM 符號(hào)間干擾 (ISI)。并且即使 FFT處理窗位置略有偏移，也會(huì)導(dǎo)致 OFDM 信號(hào)頻域的偏移，從而造成信噪比損失，BER 性能下降。 OFDM 系統(tǒng)中的同步過程一般分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段，捕獲階段進(jìn)行粗同步，跟蹤階段進(jìn)行細(xì)同步，以進(jìn)一步減小誤差。 對(duì)十突發(fā)式的數(shù)據(jù)傳輸，一般是通過發(fā)送輔助信息來實(shí)現(xiàn)同步。當(dāng)前提出的OFDM 系統(tǒng)中，采用輔助信息 的同步方式主要可以分為：插入導(dǎo)頻符號(hào)的同步和基于循環(huán)前綴的同步。這兩種同步方法，各有其優(yōu)缺點(diǎn)。插入導(dǎo)頻符號(hào)法同步性能較好，但是這種方法浪費(fèi)了帶寬和功率資源，降低了系統(tǒng)的有效性。基于循環(huán)前綴的同步法可以應(yīng)用最大似然估計(jì)算法，克服了插入導(dǎo)頻符號(hào)浪費(fèi)資源的缺點(diǎn)，且簡單、易實(shí)現(xiàn)，但是同步范圍較小。 同步是 OFDM 技術(shù)中的一個(gè)難點(diǎn)，許多學(xué)者提出了很多 OFDM 同步算法，其中較常用的有利用奇異值分解的 ESPRIT 同步算法和 ML 估計(jì)算法， ESPRIT 算法武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 7 雖然估計(jì)精度高，但計(jì)算復(fù)雜，計(jì)算量大，而 ML 算法利用 OFDM 信號(hào)的循 環(huán)前綴，可以有效地對(duì) OFDM 信號(hào)進(jìn)行頻偏和時(shí)偏的聯(lián)合估計(jì)，而且與 ESPRIT 算法相比，其計(jì)算量要小得多。 OFDM 系統(tǒng)對(duì)定時(shí)頻偏的要求是小于 OFDM 符號(hào)間隔的 4%，對(duì)頻率偏移的要求大約要小于子載波間隔的 1%~2%，系統(tǒng)產(chǎn)生的 3dB 相位噪聲帶寬大約為子載波間隔的 %~%。 信道估計(jì) 在 OFDM 系統(tǒng)中，信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)主要有兩個(gè)問題：一是導(dǎo)頻信息的選取。由于無線信道常常是衰落信道，需要不斷對(duì)信道進(jìn)行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷地傳送；二是復(fù)雜度較低和導(dǎo)頻跟蹤能力良好的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)。在 實(shí)際設(shè)計(jì)中，導(dǎo)頻信息的選擇和最佳估計(jì)器的設(shè)計(jì)通常又是相互關(guān)聯(lián)的，因?yàn)楣烙?jì)器的性能與導(dǎo)頻信息的傳輸方式有關(guān)。 降低峰值平均功率比 由于 OFDM信道時(shí)域上表現(xiàn)為 N個(gè)正交子載波信號(hào)的疊加，當(dāng)這 N個(gè)信號(hào)恰好均以峰值疊加時(shí)， OFDM信號(hào)也將產(chǎn)生最大峰值，該峰值功率是平均功率的 N倍。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，但為了不知真地傳輸這些高 PAPR的 OFDM信號(hào)，發(fā)送端對(duì)高功率放大器 (HPA)的線性度要求也很高。因此，高的 PAPR使得 OFDM系統(tǒng)的性能大大下降甚至直接影響實(shí)際應(yīng)用。為了解決這一問題，人們提出了基于信號(hào)畸變技術(shù)、信號(hào)擾碼技術(shù)和基于信號(hào)空間擴(kuò)展等降低 OFDM系統(tǒng) PAPR的方法。 均衡 在一般的衰落環(huán)境下， OFDM 系統(tǒng)中的均衡不是有效改善系統(tǒng)性能的方法。因?yàn)榫獾膶?shí)質(zhì)是補(bǔ)償多徑信道引起的碼間干擾，而 OFDM 技術(shù)本身已經(jīng)利用了多徑信道的分集特性，因此在一般情況下， OFDM 系統(tǒng)就不必再做均衡了。在高度散射的信道中，信道記憶長度很長，循環(huán)前綴 CP 的長度必須很長，才能使 ISI盡量不出現(xiàn)。但是， CP 長度過長必然導(dǎo)致能量大量損失，尤其對(duì)子載波個(gè)數(shù)不是很大的系統(tǒng)。這時(shí)，可以考慮加均衡器以使 CP 的長度適當(dāng)減小 ，即通過增加系統(tǒng)武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 8 的復(fù)雜性換取系統(tǒng)頻帶利用率的提高。 編碼信道和交織 為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能，信道編碼和交織是普遍采用的方法。對(duì)于衰落信道中的隨機(jī)錯(cuò)誤，可以采用信道編碼；對(duì)于衰落信道中的突發(fā)錯(cuò)誤，可以采用交織技術(shù)。實(shí)際應(yīng)用中，通常同時(shí)采用信道編碼和交織，進(jìn)一步改善整個(gè)系統(tǒng)的性能。在 OFDM系統(tǒng)中，如果信道衰落不是太嚴(yán)重，均衡是無法再利用信道的分集特性來改善系統(tǒng)性能的，因?yàn)?OFDM系統(tǒng)自身具有，利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已經(jīng)被 OFDM這種調(diào)制方式本身所利用了。但是 OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu) 卻為在子載波間進(jìn)行編碼提供了機(jī)會(huì)，形成 COFDM方式。編碼可以采用各種碼，如 :：分組碼、卷積碼等，其中卷積碼的效果要比分組碼好。 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 9 第 3 章 OFDM 調(diào)制器技術(shù) OFDM 調(diào)制解調(diào)原理 OFDM 技術(shù)對(duì)信號(hào)進(jìn)行 I/Q 調(diào)制 , 在 IQ 兩路調(diào)制時(shí)沒有幅度上的失真 , 所以極大的克服了模擬 I/Q調(diào)制的幅度和相位不平衡性 , 克服了模擬混頻電路非線性的影響。由于 FPGA的可編程性 , 使用 FPGA 實(shí)現(xiàn)調(diào)制 /解調(diào)可以提高系統(tǒng)的可編程性。 在 FPGA 中在使用平方根升余弦濾波器對(duì)基帶信號(hào) 濾波 , 以消除符號(hào)間干擾 , 濾波后的 IQ兩路信號(hào)通過乘法器與 NCO 中的正弦和余弦中頻載波相乘完成 IQ 調(diào)制 , 最后兩路信號(hào)相加通過 DA 轉(zhuǎn)換送入信道。接收時(shí)將信道來的通過 AD轉(zhuǎn)換后的信號(hào)通過與 NCO 的兩路正交載頻相乘分解出 IQ 兩路信號(hào)送至 FPGA 進(jìn)行 OFDM 調(diào)制在并串轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)輸出。實(shí)現(xiàn)框圖分別如圖 、圖 。 圖 基于 OFDM 系統(tǒng)得調(diào)制和解調(diào)框圖 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 10 圖 調(diào)制原理框圖 圖 調(diào)制原理框圖 一個(gè) OFDM 符號(hào)之內(nèi)包含多個(gè)經(jīng)過 相移鍵控 (PSK)或者正交幅度調(diào)制 (QAM)的子載波。如果用 N 表示子載波的個(gè)數(shù)， T 表示 OFDM 符號(hào)的持續(xù)時(shí)間 (周期 )， di(i=0,1,2… ,N1) 表示分配給每個(gè)子信道的數(shù)據(jù)符號(hào)， ?i表示第 i 個(gè)子載波的載波頻率，矩形函數(shù) rect(t)=1,|t|≤ T/2,則 t=ty 從 錯(cuò)誤 !未指定書簽。 開始的 OFDM 符號(hào)可以表示為： ????????????????? ???? ? ??TttttTtttttfjTttr e c tdtsssssNisisi?0)](2e x p [)2/(Re)( 10?() 一旦將要傳輸?shù)谋忍胤峙涞礁鱾€(gè)子載波上，某一種調(diào)制模式則將它們映射為子載波的幅度和相位， 通常采用等效基帶信道來表示 OFDM 的輸出信號(hào) : ??????????????? ? ??TttttTtttttTijTttr e c tdtsssssNissi?0)](/2e x p [)2/()( 10? () 其中 s(t) 的實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng) OFDM 符號(hào)的同相 (Inphase) 和正交武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 11 (Quadraturephase)分量，在實(shí)部系統(tǒng)可以分別與相應(yīng)子載波的余弦分量和正弦分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號(hào)和合成的 OFDM 符號(hào)。圖 展示了 OFMD 系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)模型框圖，其中 ?=?c+i/T。在接收端，將接收的同相和正交矢量映射回?cái)?shù)據(jù)，完成子載波調(diào)制。 tfje 12 ?信 道來 自 信 道 的數(shù) 據(jù)串并變換d 1d 0d N 1tfje 22 ?tfj Ne 12 ???s ( t )tfje 12 ? tfje 22??tfj Ne 12 ?? ?積 分積 分積 分0~d1~?Nd 1~d并串變換 圖 OFDM 系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)模型框圖 這種正交性還可以從頻域角度來理解 ,在每一個(gè)子載波頻率的最大處 ,所有其他子信道的頻譜值恰好為零 ,因此在理想情況下 ,可以從多個(gè)相互重疊的子信道符號(hào)頻譜中提取出各個(gè)子信道符號(hào) ,而不會(huì)受到其他子信道的干擾。 OFDM 實(shí)際上是可以滿足無符號(hào)間干擾的奈奎斯特準(zhǔn)則 ,這種消除子信道間干擾 (ICI)的方法是通過在時(shí)域中使用矩形脈沖成形 ,在頻域中每個(gè)子載波的最大處采樣來實(shí)現(xiàn)。 采用 IFFT 和 FFT 的 OFDM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 快速傅里葉變換是一個(gè)相對(duì)成熟和完善的算法，該算法因其方便、快捷和有效性在很多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。傅里葉變換獨(dú)特的蝶型運(yùn)算不僅在現(xiàn)有的通信與信號(hào)處理方面具有很強(qiáng)的優(yōu)勢，在 OFDM 系統(tǒng)中同樣也能起到一定的作用。 在實(shí)際應(yīng)用中，系統(tǒng)并行數(shù)據(jù)的調(diào)制與解調(diào)可以采用反傅立葉變換 (IFFT) 和傅立葉變換 (FFT) 來實(shí)現(xiàn)。采用 IFFT 和 FFT 的 OFDM 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖所示。 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 12 圖 采用 IFFT 和 FFT 的 OFDM 系統(tǒng) 結(jié)構(gòu) 對(duì)于 N 比較大的系統(tǒng)，式（ ）中的 OFDM 復(fù)等效基帶信號(hào)可以采用離散傅里葉逆變換（ IDFT）方法實(shí)現(xiàn)。為了敘述簡潔，可以令式（ ）中的 ts=0 并且忽略矩形 ，對(duì)于信號(hào) s(t)以 T/N 的速率進(jìn)行抽樣，即令 t=kT/N(k=0,1,… ,N1)，則得到： 102s ( / ) e x p ( )Nkiiiks k t N d j N????? ? (0 1)kN? ? ? () 可以看到 ｓ ｋ 等效為對(duì) id 進(jìn)行 IDFT 運(yùn)算。同樣在接收端，為了恢復(fù)出原 始的數(shù)據(jù)符號(hào) id ，可以對(duì) ｓ ｋ 進(jìn)行逆變換，即 DFT 得到： 102s e x p ( )NikiikdjN?????? (0 1)iN? ? ? () 調(diào) 制( 如 Q A M )串行變并行二 進(jìn) 制信 源I F F T低 通濾 波 器信 道解 調(diào)( 如 Q A M )并行變串行二 進(jìn) 制數(shù) 據(jù)F F T低 通濾 波 器X ( k ) s ( n ) s ( t )載 波調(diào) 制載 波解 調(diào)r ( t )r ( n )Y ( k )武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 13 根據(jù)以上分析，可以看到 OFDM 系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)可以分別有 IDFT 和 DFT 來替代，通過 N 點(diǎn)的 IDFT 運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號(hào) id 變換為時(shí)域數(shù)據(jù)符號(hào) sk ，經(jīng)過射頻載波調(diào)制之后，發(fā)送到無 線信道中。其中每一個(gè) IDFT 輸出的數(shù)據(jù)符號(hào) sk 都是由所有子載波信號(hào)經(jīng)過疊加而成的，既對(duì)連續(xù)的多個(gè)經(jīng)過調(diào)制的子載波的疊加信號(hào)進(jìn)行抽樣得到的。 在 OFDM 系統(tǒng)實(shí)際的運(yùn)用中，可以采用更加快捷方便的 IFFT/FFT。 N 點(diǎn) IDFT運(yùn)算需要實(shí)施 N2 次復(fù)數(shù)乘法，而 IFFT 則可以明顯地降低運(yùn)算復(fù)雜度。對(duì)于常用的基 2 的 IFFT 算法，其復(fù)數(shù)乘法次數(shù)僅僅為（ N/2） log2(N)，以 16 點(diǎn)的變換為例，IDFT 和 IFFT 中所需要的乘法次數(shù)分別為 256 次和 32 次，并且鎖著子載波個(gè)數(shù) N的增加，復(fù)雜度之間的差距也會(huì)越來越明顯， IDFT 的計(jì)算復(fù)雜度隨著 N 增加而二次方增長， IFFT 的計(jì)算復(fù)雜度卻只是略快于線性變化。對(duì)于子數(shù)量龐大的 OFDM系統(tǒng)來說，可以進(jìn)一步采用基 4 的 IFFT 算法來實(shí)施傅里葉變換。 武漢工程大學(xué)郵電與信息工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 14 第 4 章 OFDM 調(diào)制器的 MTALAB 仿真 使用 MATLAB 可實(shí)現(xiàn) OFDM 調(diào)制器的仿真， OFDM 調(diào)制器的系統(tǒng)模型可表示如圖 所示。數(shù)據(jù)源 FCH 和 DATA 使用預(yù)先存儲(chǔ)的數(shù)據(jù) (0、 1 比特流 )，數(shù)據(jù)大小分別為 36 13 比特和 36 40 比特。為了信號(hào)可以有效傳輸，系統(tǒng)采用 BPSK和 DBPSK 調(diào)制方案，采用 256 點(diǎn)的 IFFT 的運(yùn)算模塊。為消除 ISI 和多徑造成的ICI 的影響，添加循環(huán)前綴，循環(huán)前綴大小為 30 采樣點(diǎn)。為了讓 OFDM 信號(hào)的帶外功率譜密度下降的更快，對(duì)信號(hào)進(jìn)行加窗。最后在信號(hào)的頭部位置加上前導(dǎo)碼，形成 OFDM 幀，進(jìn)行發(fā)送。 圖 G3PLC協(xié)議的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu) 圖 OFDM 調(diào)制器系統(tǒng)模型