【正文】 標題： 基于 DSP的三相交流電機變頻調速控制器設計 姓名： 學號： 班級： 指導老師： 摘要 ： 隨著電力電子技術的發(fā)展，以及各種新型控制器件和先進控制方法在電機調速系統(tǒng)中的應用，交流電機控制精度得到了極大的提高。為了滿足高性能、節(jié)能和環(huán)保的要求，交流電機調速以其特有的優(yōu)點，正逐步取代直流調速，在電氣傳動領域中扮演著重要的角色。本課題主要針對交流異步電機變頻調速控制系統(tǒng)進行了研究和探討，提出了相應的軟、硬件設計方案，以 TI 公司的電機專用控制芯片 DSP TMS320LF2407A 為控制核心，采用 V／ F 控制和空間電壓矢量脈寬調制 (SVPWM)相結合的控制方法，實現(xiàn)了對交流異步電機變頻調速控制。 關鍵詞： DSP、 SVPWM、交流異步電機、變頻調速 一、 交流異步電機的數(shù)學模型 三相交流異步電機是一個多變量、高階、非線性、強耦合的復雜系統(tǒng)，為了方便對三相交流異步電機進行分析研究，抽象出理想化的電機模型，通常對實際電機作如下假設 ： 1)忽略磁路飽和的影響，認為各繞組的自感和互感都是恒定的。 2)忽略空間諧波，三相定子繞組 A、 B、 C 及三項轉子繞組 a、 b、 c 在空問對稱分布，互差 120。電角度，且認為磁動勢和磁通在空間都是按 J下弦規(guī)律分布。 3)忽略鐵心損耗的影響。 4)忽略溫度和頻率變化對電機參數(shù)的影響。 異步電機的原始數(shù)學模型 異步電機的原始數(shù)學模型可由以下四組方程表示： 1．電壓方程 三相定子繞組的電壓方程為： （ 11） 三相轉子繞組折算到定子側后的電壓方程為： （ 12） 式中 uA， uB， uC， ua， ub， uc—— 定子、轉子相電壓的瞬時值； iA， iB， iC， ia， ib， ic—— 定子、轉子相電流的瞬時值； ψ A，ψ B，ψ C，ψ a，ψ b，ψ c—— 各繞組的全磁鏈； R1 ， R2—— 定子、轉子繞組電阻。 將以上電壓方程寫成矩陣形式 ,并以微分算子 P代替微分符號 d／ dt （ 13） 也可以簡寫為： U=Ri+pψ (14) 2．磁鏈方程 由于每個繞組的磁鏈是它本是的自感磁鏈和其它繞組對它的互感磁鏈之和，六個繞組的磁鏈可以表示為： （ 15） 也可簡寫為： ψ＝ Li (16) 式中， L 是 6 x 6 的電感矩陣，其中對角線元素是各有關繞組的自感， 其余各項是繞組間的互感。 3．矩陣方程 根據(jù)機電能量轉換原理，異步電機電磁轉矩表達式為： Te=PnLm1[(iAia+iBib+iCic)sinθ +(iAib+iBic+iCia)sin(θ +120o)+(iAic+iBia+iCib)sin(θ 120o)] 4．運動方程 對于恒轉矩負載，機電系統(tǒng)的運動方程為： Te= TL + J/Pn dω /dt 式中： Te， TL— 電磁轉矩，負載轉矩； J— 轉動慣量； P— 電動機極對數(shù)。 由以上方程可知，異步電機的非線性強耦合主要表現(xiàn)在磁鏈方程和轉矩方程中，既存在定子和轉子之間的耦合，也存在三相繞組間的交叉耦合。三相繞組在空間按 12amp。分布，必然引起三相繞組間的耦合。由于定子和轉子間的相對運動，導致其夾角 0不斷變化，使互感矩陣為非線性。因此，異步電機三相原始數(shù)學模型相當復雜，不易求解。為了使三相異步電機具有可控性、可觀性，必須對其進行簡化，使其成為一個線性、解耦的系統(tǒng)。從對直流電機的分析中發(fā)現(xiàn)，如果將交流電機的物理模型等效的變換成類似直流電機的模型，就可以大大簡化分析和控制問題，這就需要進行坐 標變換。 坐標變換 我們知道對異步電機研究控制時，如果能用兩相就比用三相簡單，如果能用直流控制就比交流控制更方便。為了對三相系統(tǒng)進行簡化，就必須對電動機的參考坐標系進行變換，這就叫 —— 坐標變換。坐標變換以產(chǎn)生相同的磁通為準則，建立三相交流繞組、兩相交流繞組和旋轉的直流繞組三者之間的關系，從而可以建立交流異步電機的直流模型。 在研究電機矢量控制時定義有三種坐標系統(tǒng)，即三相靜止坐標系 (3s)、兩相靜止坐標系(2s)和兩相旋轉坐標系 (2r)。對應的坐標變換有：從三相到兩相的靜止坐標變換 (3s／ 2s)；從 兩相靜止到兩相旋轉的坐標轉換 (2s／ 2r)等。 交流異步電機在不同坐標系的數(shù)學模型 在兩相靜止坐標系的數(shù)學模型 三相異步電機的數(shù)學模型經(jīng) 3s／ 2s變換后在兩相靜止坐標系α — β上的數(shù)學模型為： 1．電壓方程 2．磁鏈方程 3．轉矩方程 4．運動方程 式中： Ls Lr — 定子、轉子 — 相的自感； Rs Rr — 定子、轉子 — 相的電阻； Lm— 定轉子繞組的互感； ω — 轉子角頻率。 在兩相旋轉坐標系的數(shù)學模型 設坐標軸 dq的旋轉速度等于定子頻率的同步角轉速ω 1，而轉子的轉速為ω，則 dq 軸相對于轉子的角轉速為ω s=ω 1一ω，即為轉差。將三相異步電機在αβ坐標系上的數(shù)學模型經(jīng) 2s／ 2r變換后，得到在兩相同步旋轉坐標系 d— q上的數(shù)學模型為： 1．電壓方程 3．磁鏈方程 4．運動方程 二、交流異步電機變頻調速原理 交流異步電動機的轉速可由下式表示： n=60f/p(1s) 為電動機轉速 (r／ min)； P為電動機磁極對數(shù)： f為電源頻率； s為轉差率。由式 (31)可見，影響電動機轉速的因素有：電動機的磁極對數(shù) P，轉差率 s和電源頻率 f。其中，改變電源頻率來實現(xiàn)交流異步電機調速的方法效果最理想，這就是所謂變頻調速。變頻調速的方法主要有： V/F 控制、矢量控制、直接轉矩和電壓空間矢量 (SVPWM)控制方法。本課題采用了 VF控制和 SVPWM相結合的控制方法。 三、變頻調速系統(tǒng)的硬件電路設計 3． 1 系統(tǒng)硬件設計 系統(tǒng)的總體結構如圖 4． 1所示，主要由整流電路、濾波電路、逆變電路、 DSP 控制電路、電壓電流檢測電路、保護電路及上位機控制部分組成。本系統(tǒng)以 T1 的 DSP 芯片TMS320LF2407A 為核心，由上位機給定控制信號經(jīng)串口傳給 DSP， DSP 接到信號后由內部程序產(chǎn)生相應的 PWM信號，經(jīng)過快速光耦隔離后來驅動功率器件 IPM，不同頻率的 PWM信號對應不通頻率的 IPM輸出三相電，從而產(chǎn)生變頻電源來控制電機速度的變化。檢測電路將檢測到的信號傳給 DSP， DSP做出相應處理后將各種信息再經(jīng)串口傳送到上位機顯示出來，使我們可以很清楚的看到系統(tǒng)運行狀況。整流和濾波電路的作用是為 IPM提供直流母線電壓。 整流器 濾波器 逆變器 圖 31 系統(tǒng)硬件結構圖 主電路設計 主電路部分原理如圖 3— 2所示，由整流電路、濾波電路、逆變電路和緩沖吸收電路組成。主電路部分功能是完成系統(tǒng)電能的轉換和傳遞，它的設計好壞關系到整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本系統(tǒng)被控電機參數(shù)為：額定功率 PN=900W，額定電 VN=380V，額定電流 IN =2． 37A，額定頻率 FN=50HZ。下面詳細介紹各部分電路原理及元件參數(shù)。 圖 32主電路圖 整流電路 整流電路因變頻器輸出功率大小不同而不同。一般情況下，小功率的輸入電源多用 220V，整流電路用單相全波整流橋；大功率的輸入電源用三相 380V，整流電路為三相橋式全波整流電路。本課題所用電機為 900W，屬于小功率范圍，因此采用 220V單相整流橋整流。 整流橋由四個整流二極管組成，如圖 4— 2。通過整流二極管的峰值電流為： 流過二極管電流有效值為： 二極管的電流定額為： 考慮濾波電容充電電容的影響，要留有更大的電流裕量， 選用 IN =20A。整流二極管的電壓定額： 需選用 Un=1000V。因此我們可以選用的單相整流橋規(guī)格為 20A、 1000V。 濾波電路 交流電經(jīng)過整流橋整流以后輸出的電壓是脈動的，另外，由于逆變部分產(chǎn)生脈動電流及負載的變化都使直流電壓產(chǎn)生脈動，為了得到平滑的直流電，必須在整流輸出端加濾波電路。通常是在整流輸出端并入大電容。濾波電容不僅能夠濾除整流輸出的電壓紋波，還在整流電路與逆變電器之間起去藕作用，以消除相互干擾，這就給作為感性負載的電機提供必要的無功功率，起到一定的儲能作用。 在加入濾波電容之前，單相整流 橋輸出平均電壓為： 加上濾波電容之后， UD的最高電壓可達到交流線電壓的峰值： 假設輸入電壓的波動范圍是 220V～ 240V，電源功率因數(shù)為 0． 9，那么每一個周期內電容吸收的能量為： 式中 POUT 為電機輸出功率， UPK為峰值電壓， Umin為最小交流輸入電壓。考慮到紋波的需要，最小輸入電壓至少應該在 200V以上，所以有： 濾波電容理論上越大越好，一般采用大容量耐壓濾波電解電容，在此我們選擇兩個1000uF， 400V的電容 C C2串聯(lián)進行濾波，等效為一個耐壓 800V的 1000uF 的電容。并聯(lián)在電容兩邊的電阻 R R2 為均衡電阻，由于每個電容的參數(shù)不完全相同，此均衡電阻使串聯(lián)的電容分壓相同，同時在電源關斷時給電容提供放電回路。這里我們選擇阻值為 47KΩ的電阻。 逆變電路 逆變電路的功率器件采用目前最先進的智能功率模塊 IPM(Intelligent Powr Module)，IPM不僅把功率開關器件和驅動電路集成在 一起，而且還內藏有過電壓，過電流和過熱等故障檢測電路，并可將檢測信號送到 CPU或 DSP作中斷處理。它由高速低工耗的管芯和優(yōu)化的門級驅動電路以及快速保護電路構成。即使發(fā)生負載事故或使用不當，也可以 IPM自身不受損壞。 IPM 一般使用 IGBT 作為功率開關元件，并內藏電流傳感器及驅動電路的集成結構。以其高可靠性，使用方便贏得越來越大的市場，尤其適合于驅動電機的控制器和各種逆變電源，是變頻調速，冶金機械，電力牽引，伺服進給，變頻家電的一種非常理想的電力電子器件。 IPM有以下優(yōu)點： 1)開關速度快。 IPM內的 IGBT芯 片都選用高速型，而且驅動電路緊靠 IGBT芯片，驅動延時小，所以 IPM開關速度快，損耗小。 2)功耗低。 IPM內部的 IGBT導通壓降低，開關速度快，故 IPM功耗小。 3)快速的過流保護。 IPM 實時檢測 IGBT 電流，當發(fā)生嚴重過載或直接短路時， IGBT 將被軟關斷，同時送出一個故障信號。 4)過熱保護。在靠近 IGBT 的絕緣基板上安裝了一個溫度傳感器，當基板過熱時， IPM內部控制電路將截止柵級驅動，不響應輸入控制信號。 5)橋臂對管互鎖。在串聯(lián)的橋臂上，上下橋臂的驅動信號互鎖。有效防止上下臂同時導通。 6)抗干擾 能力強。優(yōu)化的門級驅動與 IGBT集成，布局合理，無外部驅動線。 7)驅動電源欠壓保護。當?shù)陀隍寗涌刂齐娫?(一般為 15V)就會造成驅動能力不夠，增加導通損壞。 IPM自動檢測驅動電源，當?shù)陀谝欢ㄖ党^ l0u S 時，將截止驅動信號。 8)IPM內藏相關的外圍電路?？s短開發(fā)時間，加快產(chǎn)品上市。 9)無須采取防靜電措施。 10)大大減少了元件數(shù)目。體積相應小。 信號采集電路設計 在交流電機變頻調速系統(tǒng)中，要把直流母線電壓、相電壓、相電流等信號采集到 DSP中，實現(xiàn)用低壓數(shù)字器件去測量控制高電壓、強電流等模擬量，如果模擬量與數(shù)字量之間沒有電氣隔離，那么，高壓強電流很容易串入低壓數(shù)字電路中，將器件燒毀。本系統(tǒng)采用結構簡單、性價比較高的模擬光隔離法進行光隔，選用 Agilent 公司的高線性度模擬光耦器件HCNR200 對模擬量和數(shù)字量進行隔離，隔離電壓峰值達 8000V，輸出跟隨輸入變化，線性度達 0． 01％。 電壓電流采集電路設計 圖 33是一典型的電壓或電流采集電路。運放 Al構成負 反饋放大電路， D2 接在 Al 的輸入端，完成對 LED輸出光信號的檢測，并自動調整通過 LED的電流，以補償 LED光強隨溫度變化引起的非線性，因此此反饋放大器主要用于穩(wěn)定 LED 的光輸出并使其線性化。 A2 構成電流電壓轉換電路， A2和 R2將 I2轉換為電壓輸出。 R3為 LED的限流電阻， C C2起反饋作用，用于改善電路的高頻特性，提高電路的穩(wěn)定性，消除自激振蕩，濾除電路中的毛刺信號，降低電路的輸出噪聲。根據(jù)運放“虛短 和“虛斷”的特性，有： 因此，可以通過調整 R1和 R2 的值，使輸出電壓調整在 DSP所能接受的電壓范圍內。 圖 33 電壓電流采集電路