【正文】 13 背靠背變流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖 根據(jù)能量的流向，背靠背變流系統(tǒng)運(yùn)行狀態(tài)可以分為兩種： 能量由三相交流電網(wǎng)流向電動(dòng)機(jī)負(fù)載 當(dāng)電動(dòng)機(jī)處于拖動(dòng)運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，能量由交流電網(wǎng)經(jīng)系統(tǒng)中的 VSC1 流向 VSC2。 電動(dòng)機(jī)再生能量饋入三相交流電網(wǎng) 在變頻調(diào)速過程中，當(dāng)電動(dòng)機(jī)處于減速運(yùn)行時(shí)，由于負(fù)載慣性作用進(jìn)入發(fā)電狀態(tài)。同時(shí)，由于 PWM 整流器閉環(huán)控制作用，加上使用自關(guān)斷器件和開關(guān)頻率 的大幅度提高，使饋入電網(wǎng)的電流為與電網(wǎng)相電壓相位相反的正弦波，系統(tǒng)的功率因數(shù)約等于 1，回收了再生能量，提高了系統(tǒng)功率因數(shù)，消除了變頻裝置對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。 間接電流控制也稱為相位和幅值控制，是通過控制變流器前端電壓的相位和幅值，間接地控制交流側(cè)電流，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，改善電流波形 [12]。 非線性系統(tǒng)反饋線性化理論的 dq 矢量解耦控制是通過選擇適當(dāng)?shù)姆蔷€性坐標(biāo)變換 z=T(x)和非線性狀態(tài)反饋量 v=α(x)+β(x)u，從而使非線性系統(tǒng)得以在大范圍甚至全局范圍內(nèi)線性化，對(duì)于多變量非線性系統(tǒng)，在實(shí)現(xiàn)線性化的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)解耦 [13]。 背靠背 VSC的工作原理 聯(lián)結(jié) 2個(gè)有源系統(tǒng)的背靠背電壓源型變流器 (VSC)的基本結(jié)構(gòu)如圖21所示。電感寄生電阻及線路損耗電阻分別用R1和 R2表示，通常 L1=L2=L、 Rl=R2=R。 ud cLRLRLREaEbEcVaLRVbVcLRLR交 流 系 統(tǒng) 1 交 流 系 統(tǒng) 2ia 1ib 1ic 1i0 1i0 2ic+Cia 2ib 2ic 2 圖 21 背靠背電壓源型變流器主電路結(jié)構(gòu)圖 由于兩側(cè)變流器對(duì)稱，下面以 VSC1為例進(jìn)行分析其工作原理。同理可得到 b相與 c相結(jié)果。 可以得到 )42()(31)(31 ???????cNbNaNcObOaONO VVVVVVV 由于 VSC1交流側(cè)為三相平衡系統(tǒng)，其中 0??? cNbNaN VVV ，所以 )52()(31 ????cObOaONO VVVV 因此 )62()31()31()31(,?????????????????????????cbakdckccNcbakdckbbNcbakdckaaNussVussVussV 由此可得， VSC直流側(cè)電壓通過功率開關(guān)狀態(tài)與交流側(cè)電壓互相關(guān)聯(lián)，開關(guān)狀態(tài)確定后直流電壓與交流電壓之間的關(guān)系也就確定 [14]。由于電感 L的濾波作用， VkN中的高次諧波分量使交流電流產(chǎn)生的脈動(dòng)非常小，可以忽略，所以 VSC交流輸出電壓為一幅值、相位與頻率可控的正弦電壓，可以用（ 27）表示： )72()32s i n ()32s i n ()s i n (??????????????????????????tmuVtmuVtmuVdccdcbdca 趙良辰：背靠背變換器的仿真研究 8 式中： m為調(diào)制比，其值等于變流器輸出的交流相電壓基波幅值與直流側(cè)電壓之比； δ為變流器輸出的交流基波相電壓超前交流系統(tǒng)基波相電壓的相角。 φVLEOVδαβP 0 , Q 0P 0 , Q 0P 0 , Q 0 P 0 , Q 0O* 圖 22 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)變流器輸出電壓基波向量與傳輸功率關(guān)系示意圖 交 流系 統(tǒng) 1交 流系 統(tǒng) 2V S C 1 V S C 2整 流 逆 變交 流系 統(tǒng) 1交 流系 統(tǒng) 2V S C 1 V S C 2功 率 正 向 傳 輸整 流逆 變功 率 正 向 傳 輸 圖 23 背靠背 VSC系統(tǒng)運(yùn)行狀態(tài)與能量流向 關(guān)系示意圖 西安理工大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 9 忽略等效電阻 R，由穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的電壓矢量關(guān)系可知，當(dāng) |E|不變，|I|一定的條件下，向量 V 的端點(diǎn)軌跡是以 |VL|為半徑的圓，通過控制 VSC 交流側(cè)電壓 V 的幅值和相角，即可實(shí)現(xiàn) VSC 有功功率和無功功率的雙向流動(dòng)，即實(shí)現(xiàn) VSC 的四象限運(yùn)行。當(dāng) δ＞ 0 變流器向交流系統(tǒng)傳輸有功功率； δ＜ 0，變流器從交流系統(tǒng)吸收有功功率。 背靠背 VSC系統(tǒng)與兩側(cè)交流系統(tǒng)互聯(lián)時(shí)，通過對(duì)兩端 VSC的運(yùn)行狀態(tài)（即 VSC VSC2交流輸出電壓）的控制來實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，如圖 23 所示：當(dāng)功率正向傳輸時(shí)，交流系統(tǒng) 2從直流環(huán)節(jié)吸收能量 VSC2在 PWM 控制下工作于逆變狀態(tài)，直流環(huán)節(jié)的電容由于放電，會(huì)導(dǎo)致直流電壓有下降的趨勢，為了保持直流電壓穩(wěn)定，在脈沖控制下 VSC1工作于整流狀態(tài)。為了限制直流環(huán)節(jié)電壓的上升， VSC1需要將直流環(huán)節(jié)的電能傳向交流系統(tǒng) 1，因此在 PWM控制下轉(zhuǎn)換成逆變狀態(tài)。由功率守衡原理可知，要保證有功功率的平衡傳輸，若只對(duì)兩端 VSC進(jìn)行孤立控制是不行的，必須對(duì)兩端VSC進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。 背靠背 VSC的數(shù)學(xué)模型 數(shù)學(xué)建模的目的是能夠正確反映被控對(duì)象的動(dòng)態(tài)特性，為被控對(duì)象控制器的設(shè)計(jì)提供依據(jù)。由圖 11可知，背靠背 VSC是對(duì)稱拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其三相對(duì)稱系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型可用如下基于 dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的動(dòng)態(tài)微分方程組描述 [16] 趙良辰：背靠背變換器的仿真研究 10 )82(2222222211111111?????????????????????????????????????????????????? ????????????????????????????LmuLmuViiLRLRiidtdLmuLEmuiiLRLRiidtdqdcddcsdqdqdqdcsdddcqdqd???? 其中，直流側(cè)電壓變化方程為： )92(22221111 ????? C imimC imimdtdu qqddqqdddc 式中： ω ω2 分別為交流系統(tǒng)相電壓角頻率； id id iq iq2 分別為VSC 交流側(cè)輸出電流矢量的 d、 q 軸 分量； Esd、 Vsd、 Esq、 Vsq 分別為 VSC 交流側(cè)并聯(lián)系統(tǒng)電壓矢量的 d、 q 軸分量； md md mq mq2 分別為 VSC1 和 VSC2 調(diào)制開關(guān)函數(shù)的 d、 q 軸分量； Udc 為直流側(cè)母線電壓。 西安理工大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 11 第 3章 背靠背 VSC的控制器設(shè)計(jì) 本 章首先對(duì)背靠背 VSC系統(tǒng)的功率交換進(jìn)行了分析，將有功功率和無功功率的控制轉(zhuǎn)化為對(duì)有功電流和無功電流的控制，控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)采用雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，內(nèi)環(huán)電流控制器采用電流反饋和電壓前饋的解耦控制策略，實(shí)現(xiàn)電流的快速跟蹤，外環(huán)控制器用于確定電流參考值。 背靠背 VSC的上層控制策略 背靠背 VSC用于交流系統(tǒng)互聯(lián)時(shí)，其目的是實(shí)現(xiàn)有功功率與無功功率的單獨(dú)控制。 為了確保安全運(yùn)行，背靠背系統(tǒng)應(yīng)維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定于其額定值附近。而由于兩側(cè)交流系統(tǒng)間無功功率交換無需直流側(cè)電容參與，因此相互獨(dú)立。而背靠背 VSC與兩側(cè)交流系統(tǒng)間的功率交換控制問題轉(zhuǎn)換為對(duì)其 dq軸電流參 考值的跟蹤問題。而由于 PWM技術(shù)發(fā)展已非常成熟，所以將不再進(jìn)行介紹，主要進(jìn)行控制器部分的設(shè)計(jì)說明。 本文中， VSC1采用定直流電壓與無功功率控制， VSC2采用有功功率與無功功率控制。 內(nèi)環(huán)電流控制器 參照四象限變流器狀態(tài)方程，我們可以得到如下的 VSC1電壓方程： )13(11111111??????????????????qsqdqqdsdqddVELiRidtdiLVELiRidtdiL?? 其中 Vd Vq1分別為 VSC1交流輸出電壓的 d軸分量與 q軸分量。因此，對(duì) id iq1進(jìn)行解耦控制，將是內(nèi)環(huán)電流控制器的核心?？梢缘玫娇刂屏?Vd Vq1為 )23()()()()(1112112111111111 ?????? ???????? ???????? ??sqdqr e fqiqr e fqpqsdqdr e fdidr e fdpd EudtiikiikV EudtiikiikV 式中的 id1ref、 iq1ref分別為 VSC1側(cè)有功電流 id1和無功電流 iq1的參考值。電流內(nèi)環(huán)控制的原理如圖 31所示。 考慮數(shù)字化控制往往具有一個(gè)控制周期的延遲以及 PWM 裝置的延遲時(shí)間，在控制器的設(shè)計(jì)中加入了電流信號(hào)采樣延遲環(huán)節(jié)和 PWM 裝置的延遲環(huán)節(jié)， PWM 裝置的延遲時(shí)間 T≤Tc（ PWM 開關(guān)周期），一般取 T=，由于變流器的控制中， Tc 一般很小，時(shí)間常數(shù)很小的延遲環(huán)節(jié)可近似為一階慣性環(huán)節(jié)。 11?sT c skk ip 11 ? 1 ?sT c RLs ?1+id 1id 1 r e f 圖 32 內(nèi)環(huán)電流控制器傳遞函數(shù)等值框圖 趙良辰：背靠背變換器的仿真研究 14 將電流信號(hào)采樣 延遲環(huán)節(jié)和 PWM 裝置延遲環(huán)節(jié)合并，由于開關(guān)頻率一般較高，合并后分母 s2項(xiàng)系數(shù)遠(yuǎn)小于 s 項(xiàng)系數(shù)，可將 s2項(xiàng)忽略，簡化為一階慣性環(huán)節(jié)： 1/（ +1） , Tc為開關(guān)周期。 skk ip 11 ? RLs ?1+id 1id 1 r e f 1 ?sTc 圖 33 簡化后內(nèi)環(huán)電流控制器傳遞函數(shù)等值框圖 開環(huán)傳遞函數(shù)為： ? ? ? ? )43(1111111 ??????? ??????sRLRsTsTsTksGcpi 其中111ipkkT? 可以看出，內(nèi)環(huán)電流控制 系統(tǒng)為一個(gè)具有零點(diǎn)的三階系統(tǒng)，其性能很難分析，參數(shù)設(shè)計(jì)也較復(fù)雜，而且由于電流內(nèi)環(huán)要求具有快速的跟隨性能，因此需對(duì)其進(jìn)行降階處理。可以看出， L值越大， Tc越小，超調(diào)量越?。欢?Tc越小，調(diào)整時(shí)間越短。 上式即為內(nèi)環(huán)電流控制器 PI參數(shù)的計(jì)算公式。 可得： )83(c o s1111101 ???? dddcd imiuVi ? 式中 m1為 VSC1 調(diào)制比（ VSC1 交流側(cè)輸出基波相電壓幅值與直流側(cè)電壓之比）， δ1為 VSC1 交流側(cè)輸出基