【正文】 力強，可以獲得較高的穩(wěn)定性和控制精度。另外，數(shù)字調(diào)節(jié)器的控制精度不象模擬調(diào)節(jié)器那樣取決于元器件的精度，而是主要取決于機(jī)器字長和運算誤差。5) 便于實現(xiàn)控制、管理與通信的結(jié)合，可提高分布式系統(tǒng)的自動化程度和可靠性。目前用于實現(xiàn)開關(guān)電源數(shù)字化控制的主要手段有：1）專用的大規(guī)模集成電路（ASIC）使用簡單，無需編程，但靈活性受限。3）使用微控制器，如單片機(jī)，DSP，ARM等。作為嵌入式處理器的領(lǐng)頭軍，ARM發(fā)力于MCU市場，推出了基于V7架構(gòu)的32位Cortex M系列微處理器，具備強大的運算能力和豐富的外設(shè)，本文將采用最新的基于CortexM4的STM32F407處理器作為控制核心。第一章討論了軟開關(guān)出現(xiàn)的背景，簡要介紹了各種不同類型的軟開關(guān)電路。第二章詳細(xì)分析了移相全橋零電壓開關(guān)變換器的工作原理，推導(dǎo)了相應(yīng)的狀態(tài)方程，總結(jié)了該變換器的特點和缺陷，并給出了一些改進(jìn)的拓?fù)洹５谒恼略O(shè)計了硬件電路，包括主電路以及控制電路。第六章對實驗情況進(jìn)行了簡單介紹，并分析了實驗結(jié)果和不足之處。所以在正式分析PSFBZVS變換器之前，有必要對全橋變換器的各種控制策略予以介紹。下圖（）為基本全橋電路的拓?fù)浜完P(guān)鍵波形。2) 有限雙極性控制方式：在正半周期中，S4一直開通，S1只開通一段時間；負(fù)半周期中，S2一直開通，而S3只開通一段時間，由于SS2分別在Sl、S3之后關(guān)斷，可定義SS3為超前橋臂，SS4為滯后橋臂。且SS4的開通時間和SS3的開通時間是不一樣的，因此變壓器兩端的交流方波電壓不對稱?；パa導(dǎo)通，并插入一定的死區(qū)Td。兩個有一個相位差的電壓疊加后輸送給負(fù)載，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。從控制策略來看，由于控制方式(1)、(3)斜對角的兩只開關(guān)管同時關(guān)斷，因此一般不能實現(xiàn)軟開關(guān)。 移相全橋ZVS變換器工作模態(tài)分析。四個開關(guān)管組成了兩個橋臂，其中S1，S3為超前臂，S2，S4為滯后臂。Cb為隔直電容，用于防止變壓器發(fā)生直流磁偏。的移相角，改變這個角度可以調(diào)節(jié)輸出電壓的的的大小。在一個開關(guān)周期中，移相全橋零電壓開關(guān)變換器的工作過程可以分為12個模態(tài)。圖 移相全橋關(guān)鍵波形分析起點（t0時刻）：。副邊DR1導(dǎo)通，DR2截止，能量由原邊向副邊傳輸。t0時刻S1被關(guān)斷，由于電感中的電流不能突變，原邊電流將轉(zhuǎn)移至CC3支路，即C1被充電，電壓逐漸升高，C3被放電，電壓逐漸下降。由于C1的電壓從零逐漸升高，故S1是零電壓關(guān)斷。該模態(tài)持續(xù)的時間為： ()模態(tài)2（t1t2）：（b）所示，S3兩端的電壓在D3導(dǎo)通后被鉗位至零，如果此時開通S3,則為零電壓開通。如果是IGBT的話則仍由二極管續(xù)流。模態(tài)3（t2t3）：（c）所示，t2時刻時，S4被關(guān)斷，由于電感電流不能突變，ip將轉(zhuǎn)移至C2和C4支路,即C2被放電,C4被充電。同時由于uAB=uC4,兩個橋臂中點的電壓變?yōu)樨?fù)值，導(dǎo)致變壓器原邊電壓為上正下負(fù)，副邊為下正上負(fù)，故DR2導(dǎo)通，兩個二極管同時導(dǎo)通進(jìn)入換流狀態(tài)，使副邊輸出電壓為0，導(dǎo)致原邊電壓也為0，電源電壓直接加在諧振電感Lr上，這個模態(tài)中的相關(guān)狀態(tài)方程為： () () ()式中。為了實現(xiàn)S2的零電壓開通，要求S2和S4驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間滿足： ()若開關(guān)為MOSFET，則此時電流會流過開關(guān)，若為IGBT則不會流過電流，仍由D2續(xù)流，諧振電感的儲能回饋給輸入電源。原邊電流表達(dá)式為： ()該模態(tài)結(jié)束時（t4時刻），原邊電流由ip(t3)減小至0，二極管DD3截止，SS3中將會流過電流。由于變壓器原邊電流ip不足以提供負(fù)載電流，濾波電感的電流仍通過兩個整流二極管換流。模態(tài)5持續(xù)時間為： ()模態(tài)6（t5t6）：(f)所示，t5時刻以后，原邊開始向副邊傳輸能量，原邊電流表達(dá)式為： ()由于LrK2 變換器主要特點分析 實現(xiàn)ZVS的條件通過上面的分析可以得到，實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS操作需要足夠的能量用來：1) 給將要開通的開關(guān)管并聯(lián)電容放電，使其電壓下降至零；2) 給同一橋臂將要關(guān)斷的的開關(guān)管的并聯(lián)電容充電至電源電壓；3) 抽走變壓器原邊繞組寄生電容CTR上的電荷。因為超前臂的開關(guān)管的零電壓開通條件是由Lr和Lf中的儲能共同創(chuàng)造的。超前臂的死區(qū)時間應(yīng)滿足： ()● 滯后橋臂實現(xiàn)ZVS滯后臂相對超前臂的零電壓開通條件較為苛刻。在滯后臂諧振的過程中，副邊兩個二極管同時導(dǎo)通，導(dǎo)致原邊電壓為0，Lr和CC4發(fā)生諧振，也就是說實現(xiàn)零電壓操作的能量完全是由Lr提供的。由此可見，如果要實現(xiàn)滯后臂開關(guān)管的ZVS操作，應(yīng)滿足下列條件：1）諧振電感Lr中存儲的能量大于并聯(lián)電容中的存儲的能量 ()CTR通常很小，如果忽略不計則有 ()2) 滯后臂兩個開關(guān)之間插入的死區(qū)時間應(yīng)滿足 ()通過求解以上兩個不等式，可以得出諧振電感和諧振電容的合適值，不同的Lr和Clag對零電壓開通過程的影響如下所示：圖 諧振電感電容對諧振過程的影響Lr和Clag均不宜過大或過小，兩者應(yīng)根據(jù)實際情況協(xié)調(diào)選取，另外還要考慮Lr對占空比丟失的影響。占空比丟失是指副邊輸出電壓的占空比DS小于橋臂中點間的電壓占空比DP，兩者之間的差值DPDS為占空比丟失的大小Dloss。換流的這段時間為： ()這段時間就是占空比丟失的時間，故丟失的占空比為： ()由此我們可以看到，占空比丟失的大小和很多因素有關(guān)。因此，對于基本移相全橋拓?fù)鋪碚f，占空比丟失大小和零電壓開通的負(fù)載范圍是矛盾的。 其他改進(jìn)型PSFBZVS拓?fù)溆缮弦还?jié)的分析可知，基本PSFBZVS拓?fù)涞牧汶妷洪_通范圍受負(fù)載影響較大，為了拓展滯后臂零電壓開通的范圍，需要在原邊加入串聯(lián)諧振電感，但這又會導(dǎo)致副邊占空比丟失加劇，導(dǎo)致輸出電壓下降甚至給設(shè)備造成損壞。利用勵磁電流可以實現(xiàn)變換器的全負(fù)載范圍零電壓開關(guān)，但是增加勵磁電流也就增加了初級電流，因而增加了開關(guān)管的通態(tài)損耗和變壓器的功耗，不利于提高變換器的轉(zhuǎn)換效率。(a)所示，此法可在較寬負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，能抑制初級電流尖峰，比單純地在變壓器原邊串聯(lián)諧振電感的方法占空比丟失要小得多。3）為滯后臂增加輔助LC諧振網(wǎng)絡(luò)。 改進(jìn)型拓?fù)?) 加入可控的輔助電路。但該電路也存在不足：增加了兩個輔助開關(guān)管，需要增加兩套驅(qū)動電路，增加了電路的復(fù)雜性，且兩個開關(guān)管是硬開關(guān)的，存在關(guān)斷損耗。(a)所示。 改進(jìn)型拓?fù)? 本章小結(jié)本章首先介紹了基本全橋DC/DC變換器的幾種控制策略，然后引出移相全橋零電壓變換器，詳細(xì)分析了變換器的幾個工作模態(tài)，并給出了相應(yīng)的等效電路，狀態(tài)方程和工作波形。本章為后面的仿真和硬件設(shè)計提供了重要的理論依據(jù)。MATLAB是Matrix Laboratory(矩陣實驗室)的縮寫。目前，MATLAB已經(jīng)廣泛用于理工科大學(xué)從高等數(shù)學(xué)到幾乎各種專業(yè)課程之中，成為這些課程進(jìn)行虛擬實驗的有效工具。 盡管Matlab大大提高了編程效率，但仿真計算時仍需要編程。1992年Math Works公司推出交互式模型輸入與仿真環(huán)境Simulink，用戶只要在模型窗口上調(diào)出各個系統(tǒng)環(huán)節(jié)，并用連線將它們串接起來，即可利用Simulink提供的功能對系統(tǒng)進(jìn)行仿真和分析。和Matlab相比，Simulink不僅界面友好，而且支持更靈活的模型描述手段：用戶既可直接用方塊圖來輸入仿真模型，也可用Matlab語言編寫M文件來輸入，還可將上述兩種方法交叉混合使用，既可對連續(xù)系統(tǒng)也可對離散系統(tǒng)進(jìn)行仿真，還適合于采樣保持系統(tǒng)。Smulink原本是為控制系統(tǒng)的仿真而建立的工具箱Toolbox，在使用中，它很容易編程、易拓展，并且可以解決一般難以解決的非線性、變系數(shù)等問題；它能支持連續(xù)系統(tǒng)和離散系統(tǒng)的仿真，支持連續(xù)離散混合系統(tǒng)的仿真，也支持線性和非線性系統(tǒng)的仿真，并且支持多種采樣頻率系統(tǒng)的仿真，也就是不同的系統(tǒng)能以不同的采樣頻率組合，這樣就可以仿真較大、較復(fù)雜的系統(tǒng)。從SIMULINK (Power System Blockset),在SIMULINK環(huán)境下用電力系統(tǒng)模型庫的模塊可以方便地進(jìn)行RLC電路、電力電子電路、電機(jī)控制系統(tǒng)和電力系統(tǒng)的仿真。 主電路仿真利用MATLAB/Simulink搭建的主電路仿真模型如下：圖 主電路仿真模型開關(guān)管的并聯(lián)諧振電容和反并聯(lián)二極管在內(nèi)部設(shè)置，未畫出。仿真得到的波形如下：（1）驅(qū)動信號 驅(qū)動波形（2）輸出電壓 圖 輸出電壓（3）電壓UAB和整流輸出電壓Urec 圖 UAB和Urec可以很明顯的看到，在UAB由零上升到Vin后，整流輸出電壓Urec仍保持為零一段時間，即發(fā)生了占空比丟失現(xiàn)象。當(dāng)原邊電流上升達(dá)到濾波電感電流的反射值時，二極管換流結(jié)束，原邊開始向副邊傳輸能量。超前臂關(guān)斷后，原邊電流緩慢下降，滯后臂關(guān)斷引發(fā)副邊二極管換流，原邊電流快速變化，過零后向相反方向增大，直到等于副邊電感電流的反射值時，換流結(jié)束，電流緩慢增加，能量由原邊向副邊傳遞。開通信號到來之前，開關(guān)管兩端的電壓已下降至零，故為零電壓開通。（6）濾波電感電流波形 圖 濾波電感電流 閉環(huán)控制的仿真在實際的電源系統(tǒng)中，通常要求輸出電壓恒定。PID控制是連續(xù)控制理論中技術(shù)最成熟，應(yīng)用最廣泛的一種控制技術(shù)。為了給后面的數(shù)字PID控制奠定基礎(chǔ)，在此用MATLAB對變換器進(jìn)行了PID控制的仿真。由于最終輸出的是移相值，該值越大，輸出越小，所以誤差信號E=VoVref而不是VrefVo。PID的參數(shù)調(diào)整采用了在線整定法，首先根據(jù)經(jīng)驗和估計設(shè)定一定的值，觀察系統(tǒng)的動態(tài)和靜態(tài)響應(yīng)，作出相應(yīng)的調(diào)整。系統(tǒng)的響應(yīng)曲線如下所示：（1）額定負(fù)載時啟動（2）突加負(fù)載（100Ω至50Ω）圖 系統(tǒng)響應(yīng)曲線 本章小結(jié)本章利用MATLAB軟件首先對移相全橋零電壓變換器主電路進(jìn)行了仿真，給出了相應(yīng)的仿真參數(shù)和關(guān)鍵波形，仿真結(jié)果與理論分析一致，超前臂和滯后臂均很好的實現(xiàn)了零電壓開關(guān)，但存在占空比丟失現(xiàn)象。在負(fù)載突變時，電壓跌落較小，調(diào)節(jié)過程較短，有較好的動態(tài)響應(yīng)。第四章 硬件電路設(shè)計 主電路設(shè)計設(shè)計的目標(biāo)是一臺20V輸入，100V輸出，開關(guān)頻率24K，功率100W的升壓DC/DC軟開關(guān)變換器?！?變壓器高頻變壓器的設(shè)計是開關(guān)電源設(shè)計的關(guān)鍵所在，變壓器的設(shè)計主要有以下幾個要點：一是磁芯材料的選擇，二是磁芯結(jié)構(gòu)與尺寸的選擇，三是變壓器原副邊匝數(shù)比的確定，四是導(dǎo)線線徑的確定，最后就是繞制方法的設(shè)計了。24Khz時，,原邊電流為5A，銅導(dǎo)線的載流量按照6A/mm2計算。為了防止磁芯的飽和，根據(jù)電感量和匝比的要求，本著減小漏感的原則，采用三明治繞法，作為原邊層1。經(jīng)實測原邊自感Lm=112uH，漏感Lk=。從理論上分析，移相全橋開關(guān)管承受的電壓不會超過Vin,但受各種寄生參數(shù)的影響，總是有一些震蕩帶來尖峰，因此需要保留一定的容量。● 整流二極管本變換器屬于升壓型變換器，輸出電流較小，副邊繞組匝數(shù)多。整流管的的選擇主要考慮電流容量，反向耐壓，恢復(fù)時間等。根據(jù)既有條件，選擇IXYS公司的 15I300PA型超快恢復(fù)二極管，電流15A，耐壓300V，恢復(fù)時間35ns。濾波電容越大，輸出電壓紋波越小，但過大也會減慢系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，增大裝置的體積。根據(jù)理論分析和仿真的結(jié)果，濾波電容選用250V，220uF電解電容并聯(lián)。因此需要串聯(lián)隔直電容。即VCb，IpTs/4，計算得Cb30uF。 電壓檢測電路由于變換器輸出的是高壓，而閉環(huán)控制需要對輸出電壓進(jìn)行采樣，為了保證控制系統(tǒng)的安全和減少主電路對控制電路的干擾，需要對主電路的輸出進(jìn)行隔離采樣，而不能采用簡單的分壓電阻形式。②霍爾電壓傳感器，利用磁平衡的原理進(jìn)行測量，響應(yīng)較快，交直流均適用，由于價格昂貴常應(yīng)用于高端場合。使用用超級線性光耦可以將電氣量轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的光照大小，由光電二極管接受并還原為電氣量，從而完成信號隔離和比例傳輸。本設(shè)計采用HCNR200線性光耦作為電壓隔離采樣的核心器件。實際的檢測電路如下：圖 電壓檢測電路變換器的輸出電壓經(jīng)過R1,R2分壓，濾波后得到約3V左右的電壓，由運放和線性光耦隔離后再經(jīng)運放A2恢復(fù)原來的大小，C6，R7，C7構(gòu)成RC濾波器，用于濾除輸出電壓中的高頻成分。 電流檢測電路為了實現(xiàn)對變換器的電流電壓雙閉環(huán)控制，和實現(xiàn)過流保護(hù)，需要檢測電感電流，使用采樣電阻的方式是成本最低，最簡單的方式。通常的隔離型電流檢測方式有電流互感器，霍爾閉環(huán)電流傳感器等。它也利用了霍爾效應(yīng)檢測電流磁場的大小來檢測電流大小的，但和閉環(huán)型霍爾傳感器不同，它是開環(huán)的。