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交錯并聯(lián)雙管正激變換器研究畢業(yè)論文-在線瀏覽

2024-09-06 04:50本頁面
  

【正文】 而減小輸出和輸入的濾波元件的體積。②由于兩路交錯并聯(lián),使得整流側輸出電壓等效占空比增加一倍,這就帶來兩個好處:,整流側輸出電壓占空比可以在0~1之間變化,提高了電路的動態(tài)響應,并且有利于驅動電路的設計;,變壓器副邊匝數(shù)減少一倍,這使得整流側峰值電壓減小一半,續(xù)流時間減小,有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。【10】本章首先分析雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理,主要從兩個方面展開:①變換器輸入輸出的基本關系以及電路中各個器件的電壓電流應力關系。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設計選取提供依據(jù)。由于交錯并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個短暫的反向磁化的過程,這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒有的一個過程,因此這里單獨對變壓器的磁化過程進行了簡要的分析。20%輸入電壓:交流電壓整流后得410VDC~615VDC輸出電壓:180V直流輸出輸出功率:該變換器是某逆變器的前級,逆變器輸出滿載功率為3KW。保護功能:輸入過壓保護、輸出過壓保護、原邊過流保護、后級保護、前級保護、輸出短路時具有限流功能(故障消除時能恢復正常工作)。 由于輸入濾波電容的存在,忽略三相整流后電壓的波動,從而近似輸入電壓無波動。在輸入電壓最低為410VDC時,保證輸出電壓以達到180V。b、磁芯選擇 根據(jù)公式 (32)其中等價功率PT=,載流密度J=4A/mm2,窗口利用系數(shù)KO=,,,EE55B型磁芯符合.再根據(jù)公式 (33)得到變壓器原邊參數(shù)N1=,取28,根據(jù)變比要求取副邊匝數(shù)為14。b、濾波電容根據(jù)公式 (35)其中R為5,=50KHZ,求得C=70uF。 續(xù)流管中流過的是變壓器磁化電流,取磁化電流為負載電流的5%,因此得到流過原邊續(xù)流管的電流為 原邊續(xù)流管的電壓應力是輸入直流母線電壓,最大為615V,選取DSEl8—12型二極管。開關頻率相對于輸出功率變化的頻率很高,在每個開關周期中,電感電流近似不變。 控制電路關鍵參數(shù)設計 控制電路采用Unitrode公司的集成芯片UC3525,此芯片是電壓型芯片,可以外接一個運算放大器,做電壓環(huán),其內部的運放用來做電流環(huán),該芯片具有功能強大、集成度高等優(yōu)點,能完全滿足控制及保護功能要求?!?0】根據(jù)控制要求,采用如圖31所示的3525外圍電路及參數(shù)要求。開關頻率為50KHz,內部振蕩頻率為100 KHz,可確定:, 。芯片加電后,軟啟動端P8腳提供50uA的輸出電流,對應輸出占空比從0緩慢增至最大值,設定軟啟動電容l0uF。在變換器出現(xiàn)某些故障時,可以拉低軟啟動端電平,使輸出為零,如輸出過欠壓故障、輸入過壓故障、功率管過流故障等。,切斷芯片工作,沒有驅動信號輸出,并給軟啟動端電容復位:,重新軟啟動。某些故障保護端必須加在Shutdowm,如功率管短路故障、輸入過壓故障、變壓器原邊過流故障等。9腳附近并接較小容量的解耦電容,濾除圖騰柱產(chǎn)生的諧波,以免影響系統(tǒng)的正常工作。TT2是脈沖電流互感器,它們在電路中交替工作用來檢測功率M0SFET漏極流過的電流波形。無感電阻是采用無感繞法的低值電阻,盡管用法簡單,但會造成明顯的附加壓降和損耗。普通的電流傳感器存在帶寬限制以及輸出信號失真等問題。引線相當于脈沖電流互感器的原邊,匝數(shù)為1匝,磁環(huán)如果繞了N匝,則原副邊匝比為1/N。這樣副邊檢測電壓 很好地再現(xiàn)了原邊脈沖電流。檢測電壓送給LM31l比較器并與基準電壓進行比較。圖33主功率管驅動電路如圖3—3所示是一路雙管正激電路的兩個主功率管的驅動電路。 2)輸入為3525輸出的方波信號,由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件,3525提供的兩個圖騰柱輸出級電路結構不太適用,因此經(jīng)對管2驅動。C為隔直電容,RR3為柵極驅動電阻,目的是防止電流尖峰引起的高頻振蕩。該電路的優(yōu)點是該電路只使用一個+15V電源,即為單電源。 本章小結本章主要是通過樣機參數(shù)的指標,分別設計了主電路中的一些重要參數(shù)和控制電路中比較重要的參數(shù)。第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡設計 第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡設計 正激變換器小信號模型推導與分析由于雙管正激變換器的兩個開關管是同時開通和關斷的,因此其工作過程和單管正激變換器幾乎沒有區(qū)別,而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來,Buck 電路如下圖所示。因此分析 Buck 變換器模型可以得到正激變換器的具體工作過程。下面以此電路模型為基礎推導 Buck 的狀態(tài)空間表達式。在0s≤ t ≤ dT期間: (45) (46)簡寫成 (47) (48)在dT≤ t ≤Ts期間 (49) (410)簡寫成 (411) (412)將式(411)、(415)按占空比的影響求平均值,得到下式 (413)同理可得 (414)式中現(xiàn)在對基本狀態(tài)平均方程組施加擾動, 將以上式子代入式(417)、(418)得:(415)(416) 將穩(wěn)態(tài)分量與擾動分量分離成二組方程,其中擾動方程即為式(417)、(418),擾動方程如下:(417)式(416)、式(417)有、兩項,故是非線性化方程,為了線性化,假設動態(tài)分量遠小于穩(wěn)態(tài)量,即,則、可以忽略,同時記,因此上兩式可以化簡為: (418) (419)上兩式即為動態(tài)低頻小信號狀態(tài)平均方程,是一個線性非時變方程,將它進行拉氏變換,轉至 S 域: (420) (421) 求解得, (422)將此式展開得,將其轉化為等效電路形式為下圖所示:圖44連續(xù)工作模式下正激變換器小信號模型則由上圖知正激變換器的動態(tài)小信號傳遞函數(shù)為: (423) (424)上式又被稱為控制到輸出的傳遞函數(shù),上式中的n為變壓器變比N2/N1。 零點: (426) (427)極點: (原點) (428) (429)這里R3R1,C2C1。理論上補償后的回路函數(shù)的增益交越頻率可設定為開關頻率的1/2,但是考慮抑制輸出開關紋波,增益的交越頻率以小于1/5的開關頻率較為恰當。至此,補償網(wǎng)絡的零點和極點的位置可以確定。【5】 補償網(wǎng)絡參數(shù)計算交錯并聯(lián)雙管正激變換器其等效占空比為2D,根據(jù)式(424)可得其傳遞函數(shù)為其中VO為負載輸出電壓,D為單路占空比,L為主電路濾波電感值,C為濾波電容值,R為負載電阻值。根據(jù)式(435)~(439),可設 R2=10K,依據(jù)補償網(wǎng)絡和主電路可以建立閉環(huán)電路拓撲如下:圖45閉環(huán)電原理圖 本章小結,并對其進行了分析,推導出了正激變換器的傳遞函數(shù)。第5章 仿真分析 第5章 仿真分析 仿真的目的、意義與可信度仿真是科技開發(fā)的一個重要環(huán)節(jié),仿真的目的在于建立一個模擬的實驗環(huán)境,提供一種高效的計算乃至是分析手段,從而減小開發(fā)過程中的盲目性,縮短開發(fā)周期。這主要取決于兩個方面:一是方針手段有限,軟件反應電路模型的能力有限及計算方法不是很完善;二是仿真中的電路模型無法真實反映實際電路。其仿真波形如圖52所示.圖51開環(huán)仿真電路圖圖52開環(huán)仿真波形上半部分得到的是輸出電壓的波形,,與理論上應該計算得到的輸出電壓基本相同。故由此可說明交錯并聯(lián)雙管正激變換器開環(huán)時的原理和參數(shù)的正確性。 閉環(huán)仿真及其結果分析本次設計中,采用電壓單閉環(huán)控制,對負載電壓進行采樣作為采樣電壓與基準電壓進行比較,產(chǎn)生差分信號,然后與三角波進行疊加,產(chǎn)生PWM脈沖信號,構成閉環(huán)控制。圖54閉環(huán)仿真電路圖圖55閉環(huán)仿真負載電壓,電感電流波形上半部分為輸出負載電壓波形,經(jīng)過3ms達到穩(wěn)定,下半部分為電感電流波形,經(jīng)過2ms達到穩(wěn)定。圖56閉環(huán)仿真負載電壓波形圖57閉環(huán)仿真電感電流波形由圖56和圖57可以明顯發(fā)現(xiàn)經(jīng)過負載電壓波形經(jīng)過3ms后,穩(wěn)定在180V,在37V~40V之間波動,紋波系數(shù)很小。如圖59所示為閉環(huán)產(chǎn)生的PWM驅動脈沖圖58閉環(huán)仿真驅動脈沖波形圖59就是這兩路的觸發(fā)脈沖,從上圖可明顯看出來,這兩路觸發(fā)脈沖是相互獨立,交替被觸發(fā)的,與設計要求相符合。圖中負電壓的部分體現(xiàn)了一路變換器的開關管斷開后,其變壓器副邊對原邊的鉗位作用。圖511加入擾動后的輸出負載電壓波形由圖511可以明顯發(fā)現(xiàn),系統(tǒng)穩(wěn)定后,在4ms處加入擾動信號后,系統(tǒng)重新達到穩(wěn)定狀態(tài),從而證明本次設計的閉環(huán)系統(tǒng)是穩(wěn)定的。首先對交錯并聯(lián)雙管正激變換器的主電路進行開環(huán)仿真,開環(huán)仿真時直接給主功率管一個PWM驅動信號,看其仿真得到的輸出電壓是否滿足理論值,并觀察電感電流是否在所要求的范圍內穩(wěn)定波動,最后得到仿真結果與理論值大體相同,驗證了主電路原理及參數(shù)的正確性。結論本次設計的題目是單端正激變換器交錯并聯(lián)技術,通過對其技術指標的分析,選擇了適合高壓輸入、大功率輸出的高效率DC/DC拓撲—交錯并聯(lián)雙管正激變換器。最后,通過實驗結果論證了交錯并聯(lián)雙管正激變換器具有高效、可靠的優(yōu)點。這樣開關管的導通損耗,磁性元件的內阻造成的損耗,二極管的導通損耗,輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻上的損耗等等各種損耗都不大。(除了變壓器副邊續(xù)流二極管)的工作條件,提高了占空比的有效值。由于本人知識水平有限,設計中肯定還存在一些欠缺,還望老師多多指正。同時還要感謝同班的各位同學,是他們使我的生活充滿樂趣,使我有一個和睦的生活、好的學習環(huán)境。感謝他們在我多年求學生涯中承受了各種的壓力,付出了最真摯的愛。附錄 附錄1燕 山 大 學本科畢業(yè)設計(論文)開題報告課題名稱:交錯雙管并聯(lián)正激變換器研究學院(系):里仁學院年級專業(yè):09級電氣工程及其自動化學生姓名:雒明浩指導教師:吳俊娟完成日期:20130324一、綜述本課題國內外研究動態(tài),說明選題的依據(jù)和意義 國外研究動態(tài):自20世紀50年代,美國宇航局以小型化重量輕為目標而為搭載火箭開發(fā)首個開關電源以來,在半個多世紀的發(fā)展中,開關電源逐步取代了傳統(tǒng)技術制造的相控穩(wěn)壓電源,并廣泛應用于電子整機設備中。近20年來,集成開關電源沿兩個方向發(fā)展。近些年來,國外研制出開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM芯片。1994年,美國電源集成公司(Power Integrations)在世界上率先研制成功三端隔離式PWM型單片開關電源,其屬于AC/DC電源變換器。意法半導體公司最近也開發(fā)出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B等中、小功率單片電源系列產(chǎn)品,并得到廣泛應用[1]。單片開關電源自問世以來便顯示出強大的生命力,其作為一項頗具發(fā)展前景和影響力的新產(chǎn)品,引起了國內外電源界的普遍關注。二、國內研究動態(tài):與國外開關電源技術相比,國內從1977年才開始進入初步發(fā)展期,起步較晚、技術相對落后。但是,隨著國內技術的進步和生產(chǎn)規(guī)模的擴大,進口中小功率模塊電源正在快速被國產(chǎn)DC/DC產(chǎn)品所代替。國產(chǎn)開關電源已占據(jù)了相當市場,一些大公司如中興通訊自主開發(fā)的電源系列產(chǎn)品已獲得廣泛認同,在電源市場競爭中頗具優(yōu)勢,并有少量開始出口。在開關電源中,正激式和反激式有電路拓撲結構簡單,輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點, 廣泛應用于中小功率電源變換場
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