【正文】 一半，續(xù)流時(shí)間減小，有利于續(xù)流管的選擇；每個(gè)并聯(lián)支路流過(guò)更小的功率，消除變換器的“熱點(diǎn)”，使熱分布均勻，減輕了散熱設(shè)計(jì)的難度；輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機(jī)的體積。 PWM反饋控制模式[7] [8]PWM開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓（或穩(wěn)流）電源的基本工作原理就是在輸入電壓、內(nèi)部參數(shù)以及外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過(guò)被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號(hào)穩(wěn)定。逐個(gè)脈沖的限流保護(hù)電路必須另外附加。這兩個(gè)延時(shí)作用是暫態(tài)響應(yīng)慢的主要因素。電壓模式控制的缺點(diǎn)如下：對(duì)輸入電壓變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢；補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)本來(lái)就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復(fù)雜；輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙極點(diǎn)，在補(bǔ)償設(shè)計(jì)誤差放大器時(shí)，需要對(duì)主極點(diǎn)進(jìn)行低頻衰減，或者增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償；在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為復(fù)雜。此時(shí)，輸入電壓的變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來(lái)，因此該方法可明顯提高對(duì)輸入電壓變化的瞬態(tài)響應(yīng)速度。（b）簡(jiǎn)稱(chēng)電流模式控制。因此電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流的大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致?？梢宰C明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半加在實(shí)際檢測(cè)電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的擾動(dòng)作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號(hào)的斜率增加到一定程度時(shí)，峰值電流模式控制就會(huì)轉(zhuǎn)化成為電壓模式控制。當(dāng)輸出電流減小時(shí)，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂?。峰值電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)的電流源。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制PWM的缺點(diǎn)為：具有占空比大于50％的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定形，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差；閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想；容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50％，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性，因而需要斜坡補(bǔ)償；對(duì)噪聲敏感，抗噪聲性能差。（c）所示為平均電流模式控制PWM的原理圖。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號(hào)Ui接至電流誤差信號(hào)放大器的反相端，代表跟蹤電流編程信號(hào)Ucp的實(shí)際電感平均電流。再由Uca及三角鋸齒波信號(hào)Us通過(guò)比較器比較得到PWM關(guān)斷時(shí)刻。顯然，這就無(wú)形中增加了一定的斜坡補(bǔ)償。平均電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)是：平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號(hào)；不需要斜坡補(bǔ)償；調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越；適合于任何電路拓?fù)鋵?duì)輸入或輸出電流的控制；易于實(shí)現(xiàn)均流。滯環(huán)電流模式控制PWM即可以為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制。將電感電流信號(hào)與兩個(gè)電壓值進(jìn)行比較，第一個(gè)較大的控制電壓值Uc由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值放大得到，它控制開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)刻；第二個(gè)較小的電壓值Uch由控制電壓Uc減去一個(gè)固定電壓值Uh得到，Uh為滯環(huán)帶，Uch控制開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)啟時(shí)刻。滯環(huán)電流控制模式的優(yōu)點(diǎn)為：不需要斜坡補(bǔ)償；穩(wěn)定性好，不容易因噪聲發(fā)生不穩(wěn)定振蕩；滯環(huán)電流控制模式的缺點(diǎn)為：需要對(duì)電感電流進(jìn)行全周期的檢測(cè)和控制；變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲。由于與電網(wǎng)相連的離線設(shè)備呈現(xiàn)各種各樣的負(fù)載特性，從而使電網(wǎng)電流產(chǎn)生畸變，電網(wǎng)電流的畸變由于電網(wǎng)阻抗反過(guò)來(lái)使電網(wǎng)電壓產(chǎn)生畸變，造成電網(wǎng)的諧波污染。如何消除和抑制諧波對(duì)電網(wǎng)的污染，已成為當(dāng)今世界的重要研究課題。這種方案對(duì)于變壓器具有平衡負(fù)載的情況下，對(duì)輸入端低次諧波的減小是有效的，但它需要裝設(shè)具有特殊結(jié)構(gòu)的專(zhuān)用變壓器，僅適用于大容量或超大容量的整流負(fù)載。由于它成本低、技術(shù)成熟,仍然是目前采用得最為廣泛的諧波抑制手段。（3）有源濾波法：有源濾波器的思路是給諧波電流或諧波電壓提供一個(gè)在諧振頻率處等效導(dǎo)納為無(wú)窮大的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)或等效阻抗無(wú)窮大的串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)。（4）有源功率因數(shù)校正法：它利用有源開(kāi)關(guān)式AC/DC變換技術(shù)，直接使輸入電流成為與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波。 功率因數(shù)校正器的工作模式與控制方法根據(jù)電感電流是否連續(xù), PFC分為不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)和連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)。 DCM 控制又稱(chēng)電壓跟蹤方法,它是PFC中簡(jiǎn)單而實(shí)用的一種控制方式,應(yīng)用較為廣泛?！? CCM 相對(duì)DCM其優(yōu)點(diǎn)為: 輸入和輸出電流紋波小、電流畸變率和EMI小、濾波容易； 平均電流小、器件導(dǎo)通損耗??；適用于大功率應(yīng)用場(chǎng)合。(a)、(b)、(c)所示。當(dāng)輸入電流上升到基準(zhǔn)電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，采樣電流來(lái)自開(kāi)關(guān)電流或電感電流。在PFC中，這種控制方法趨于淘汰。結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)容易，且具有很強(qiáng)的魯棒性和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。平均電流控制()將電感電流信號(hào)與鋸齒波信號(hào)相加，當(dāng)兩信號(hào)之和超過(guò)基準(zhǔn)電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，當(dāng)其和小于基準(zhǔn)電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通。平均電流控制是在開(kāi)關(guān)電源中形成電流內(nèi)環(huán)，以調(diào)節(jié)輸出電流的，并且僅以輸出電壓誤差放大信號(hào)為基準(zhǔn)電流。輸入電流信號(hào)被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流比較后，其高頻分量的變化，通過(guò)電流誤差放大器被平均化處理。由于電流環(huán)有較高的增益－帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1％，容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)[11] [12] [13]。 本文研究的主要內(nèi)容　 本文簡(jiǎn)要地介紹了PFC技術(shù)的發(fā)展背景及其工作原理，給出了基于平均電流控制芯片UC3854BN的系統(tǒng)的設(shè)計(jì)過(guò)程。2 工作原理分析及小信號(hào)模型分析 本章分析雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理。（1）變換器的磁化過(guò)程，由于交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個(gè)短暫的反向磁化的過(guò)程，這是單路雙光正激變換器的變壓器所沒(méi)有的一個(gè)過(guò)程，因此這里對(duì)這個(gè)磁化過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)的分析；（2）變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個(gè)器件的電壓電流應(yīng)力關(guān)系，為后章節(jié)選取電路各器件的設(shè)計(jì)選取提供依據(jù)。 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器，SSDD2與副邊拓?fù)錁?gòu)成一路雙管正激變換器，SSDD4與副邊拓?fù)錁?gòu)成另一路雙管正激變換器，DD6分別為這兩路變換器的副邊整流二極管，D7為續(xù)流二極管。Cs1～Cs4分別為S1～S4的漏源結(jié)電容，變壓器原副邊匝比為K＝n1：n2。T1磁化電流從零線性上升， （a）[t0~t1] (b) [t1~t2] (c)[t2~t3] (d)[t3~t4] (e)[t4~t5] (f)t5~t6 交錯(cuò)雙管正激穩(wěn)態(tài)開(kāi)關(guān)模態(tài)分析 ， （21）式中，、分別為T(mén)T2原邊磁化電感，為SS2開(kāi)通時(shí)刻（t0時(shí)刻）對(duì)應(yīng)另一路T2的勵(lì)磁電流值。D6承受兩倍的變壓器副邊電壓。反向流動(dòng)，給SS4漏源結(jié)電容放電，如果Vds3（Vds4）下降到零，因SS4體二極管導(dǎo)通，Vds3（Vds4）將被 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的主要波形嵌位為零。對(duì)應(yīng)有： （22）， （23）其中。D5關(guān)斷，D7開(kāi)通，負(fù)載電流Io經(jīng)D7續(xù)流。模態(tài)4[t3～t4]T1磁化電流繼續(xù)線性下降，到t4時(shí)下降為零 （27）其中。在t6時(shí)刻時(shí)，SS2再次開(kāi)通，開(kāi)始下一個(gè)周期。（2）當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管上的電壓是輸入電壓Vin，當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流是經(jīng)變壓器變換后的負(fù)載電流，其有效值是。（4）流過(guò)續(xù)流管電流的有效值為，其電壓應(yīng)力為Uo。 小信號(hào)模型分析[18] [19]先用狀態(tài)空間平均法對(duì)雙管正激電路進(jìn)行建模，狀態(tài)空間平均法是基于電源響應(yīng)頻率比開(kāi)關(guān)頻率小得多的實(shí)際情況，將功率等級(jí)的狀態(tài)方程進(jìn)行數(shù)字處理和簡(jiǎn)化后得到一個(gè)近似的小信號(hào)線性電路模型或等效電路。fs＝2f，K是原副邊變比。狀態(tài)方程為： ， ， ， 則 （28）在S關(guān)斷時(shí)，（b）所示。對(duì)式（）進(jìn)行小信號(hào)擾動(dòng)，同時(shí)忽略二階信號(hào)，再進(jìn)行拉式變換，得： (211)將此式展開(kāi)得， ， （212）： 主電路小信號(hào)模型的等效電路 控制電路數(shù)學(xué)模型的建立 閉環(huán)電路原理圖 電流控制模式與斜率補(bǔ)償。如緒論中所講因電流上升率不夠大，在沒(méi)有斜率補(bǔ)償時(shí)，當(dāng)占空比大于50％時(shí)，控制環(huán)變得不穩(wěn)定，抗干擾性能差。由以上假設(shè)可以得到如下關(guān)系式： （213）從上兩式中消去Ig后得到一個(gè)周期內(nèi)開(kāi)始與結(jié)束兩個(gè)時(shí)刻的電流關(guān)系為： （214）考慮到有： （215）若穩(wěn)態(tài)情況下電流存在微小擾動(dòng)，由Buck變換器中Uo/Vin＝D的關(guān)系，并忽略上式中后面兩項(xiàng)的高階小量，得到下式： （216）可見(jiàn)，為使系統(tǒng)穩(wěn)定工作，電流的擾動(dòng)應(yīng)當(dāng)收斂，因此必須使，即D。為一個(gè)周期內(nèi)電感電流的變化量，因此Ig－就是一個(gè)周期電感的平均電流，一個(gè)周期內(nèi)電源消耗的能量Ep[20]為： （217）而一個(gè)周期負(fù)載電阻上消耗的能量為： （218）設(shè)能量轉(zhuǎn)換效率為，由，即， （219）解得： （220）代入D＝： （221）為確保D。由于的補(bǔ)償作用，Ig比無(wú)斜率補(bǔ)償狀態(tài)下的值有所增加，即 （222） 電流模式控制的斜率補(bǔ)償斜波的存在使得電感電流最大值和Ig之間有了個(gè)差值，從而減小了電感電流的峰值，降低了由于擾動(dòng)而引起的不穩(wěn)定性可能。 建立控制系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型由于開(kāi)關(guān)電源工作在一定的開(kāi)關(guān)頻率下，峰值電流控制信號(hào)是每個(gè)周期電感電流峰值的采樣值，從這個(gè)角度來(lái)說(shuō)，系統(tǒng)是一個(gè)離散時(shí)間系統(tǒng)，為了將離散的電感電流采樣信號(hào)用于連續(xù)系統(tǒng)模型，必然要有一個(gè)從z域到s域的轉(zhuǎn)換，因此，必須引入采樣增益，見(jiàn)文獻(xiàn)[24][25][26] （225）其中。其中誤差放大器的傳遞函數(shù)為，（通常C2C1），PI調(diào)節(jié)器實(shí)際上是個(gè)低通濾波器，電壓取樣信號(hào)經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后輸出一個(gè)濾除高次諧波后的信號(hào)，電流取樣信號(hào)經(jīng)過(guò)互感器，通過(guò)電阻形成電壓信號(hào)放大三倍后與電壓調(diào)節(jié)器輸出進(jìn)行比較。令為電感電流到占空比的傳遞函數(shù) （227）令為輸出電壓到電感電流的傳遞函數(shù)為： （228） 閉環(huán)小信號(hào)模型閉環(huán)小信號(hào)模型，如下圖所示， 雙環(huán)控制系統(tǒng)的控制框圖，仔細(xì)設(shè)計(jì)附件的電流負(fù)反饋可以改善輸出濾波器慣性大，響應(yīng)慢，超調(diào)大的缺點(diǎn)。電流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為： （229） （230）。3 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)本系統(tǒng)主電路包括兩部分，前級(jí)為輸入功率因數(shù)校正（PFC）環(huán)節(jié)，后級(jí)為交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激環(huán)節(jié)。 系統(tǒng)主電路圖 功率校正因數(shù)校正環(huán)節(jié)參數(shù)設(shè)計(jì)及器件選擇控制芯片采用UC3854BN，它采用的是平均電流型控制（Average current mode control）。其特點(diǎn)是可以控制AC－DC Boost PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于1；限制輸入電流的THD小于3％；采用平均電流控制方法；電流放大器的頻帶較寬（5MHz）等[32] [33]。取樣電流來(lái)自實(shí)際輸入電流而不是開(kāi)關(guān)電流。在電流調(diào)節(jié)器的作用下，輸入電流跟綜輸入電壓呈正弦波形，且與輸入電壓同相。由于電流環(huán)是無(wú)差的，因此，Rmo和Rs上的電壓差等于零，迫使主回路電流跟蹤輸入整流電壓的波形呈正弦波形。PFC電路由以UC3854BN為核心的功率電路及控制電路兩部分組成。 UC3854BN內(nèi)部結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖系統(tǒng)要求：輸入電壓：90～270Vac輸入最大輸出功率：1100W電網(wǎng)線路頻率范圍：47～65Hz （1）開(kāi)關(guān)頻率的選取通常開(kāi)關(guān)頻率可以任意選擇，但它必須足夠高，使功率電路小型化，減少失真并保持高的變換效率。我們會(huì)發(fā)現(xiàn)工作在較高功率的變換器，較低的開(kāi)關(guān)頻率可盡量減少功率損耗。設(shè)定=67kHz，主要考慮2倍工作頻率小于150K，因此在EMI測(cè)試中可避免大的傳導(dǎo)干擾。 根據(jù)BOOST電路公式有：①在低壓滿載時(shí)MOSFET導(dǎo)通時(shí)間為：Ton=T===10us ②輸入最大電流出現(xiàn)在低壓滿載，Ip為電感的峰值電流，有公式： I=== Ip=I（1+）= ③在低壓滿載時(shí)，需要電感的感量為： CSC467系列磁芯的Ur－H曲線L===170uH通過(guò)以下的關(guān)系式選擇磁芯：（圖33 60u為CSC467060磁芯的Ur—H的曲線）=； H=① 選用CSC467060磁芯，Ur=30%時(shí)：此時(shí)對(duì)應(yīng)的H=160（oe）； NI ===1368；則==，選用的磁芯仍然需要2個(gè)；,因此需要兩個(gè)