【正文】 電容電壓低于 時(shí)， MOS 管關(guān)斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被輸入電壓充電。用一個(gè)電流源連在電容上起放電開關(guān)的作用。 第 4 腳為電流傳感端，電流比較器輸出電壓的高低，是由它的兩個(gè)輸入端電壓共同決定的，電流比 較器的輸出電壓的變化，能控制 PWMLatch 的 Q 反輸出脈沖寬度的變化。因?yàn)榈?2 腳加在誤差放大器的負(fù)端，那么誤差放大器就是反向輸出，所以第 1 腳與第 2 腳電壓的變化相反。 第 2 腳位誤差放大器的輸出端，誤差放大器的輸出電壓信號(hào)，在內(nèi)部經(jīng)過兩個(gè)二極管 D1 和 D2 降下壓后，又由電阻 R3 和 R4 進(jìn)行分壓，由于 R3 電阻的阻值是 R4 阻值的兩倍，最后剩下 1/3 的電壓家在電流比較 器的反向輸入端，并且還有穩(wěn)壓管 ZD2 箝位，該輸入端電壓的最高電壓不超過一定值。 第 1 腳為內(nèi)部直流基準(zhǔn)源的輸入電壓 Vi，要求輸入 Vi 當(dāng)然要大于輸出 Vo中的最大值，即大于 36V。 代信敏： PWM 芯片設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 23 圖 316 過流保護(hù)電路輸出 圖 317 表明當(dāng)輸入電壓超過閾值時(shí)，電路能在 35ns 后啟動(dòng)。 V o u tV b i a s1VV r e f1 1 2 u 1 3 uP1 P2P3 P4P5 P6 P7M1 M2 M3 圖 315 過流保護(hù)電路 圖 316 表明，當(dāng) CS 電壓逐漸升高直到大于 時(shí)， outV 輸出高電平；當(dāng)CS 電壓逐漸降低直到小于 時(shí)， outV 輸出低電平。此時(shí)輸出 電壓為 0V。由 P6 提供的 13uA偏置電流經(jīng)過 P3 流到 M2。P2 漏極電壓升高， P1 漏極電壓降低。過流保護(hù)電路實(shí)現(xiàn)其作用。 P1 電流為 112u,P2 關(guān)斷。 P4 晶體管導(dǎo)通， P3 關(guān)斷。 當(dāng) CS 電壓上升接近 時(shí)， P2 晶體管的電流減小， P1 晶體管的電流增大。 P1 電流為 62u,P2 電流為 50u。 P3 導(dǎo)通， P4 關(guān)斷。 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計(jì)）論文 22 當(dāng) CS 電壓遠(yuǎn)小于 1V 時(shí)， P1 處于飽和區(qū)， P2 處于三極管區(qū)。如下例，當(dāng)輸入（ CS）大于 時(shí)，輸出高電平；當(dāng)輸入（ CS）小于 時(shí)，輸出低電平。當(dāng)電流檢測達(dá)到 1V 閾值時(shí)，不管電壓誤差放大器輸出，過流保護(hù)電路在 35ns 內(nèi)關(guān)斷輸出。這兩個(gè)電壓之和形成電平移位電壓 [1]。當(dāng)比較器處于放大區(qū)中點(diǎn)時(shí)，輸入極 P1和 P2 通過相同的電流。 COMP 是電壓誤差放大器輸出端電壓，經(jīng)過 10K 與 20K 電阻實(shí)現(xiàn)電阻分壓代信敏： PWM 芯片設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 21 功能。電平移位和電阻分壓功能都由電流比較器電路實(shí)現(xiàn)。負(fù)端是電壓誤差放大器經(jīng)過電平移位后再電阻分壓。 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計(jì)）論文 20 M5M7M6M 1 2M8M 1 1M1 M2M3M4 M 1 0Q1Q2Q5Q6 Q3Q4R4R2R3R1C1D1M9M 1 3Q7VDD2 . 5 V FBV b i a sC O M PV b i a s n 圖 311 電壓誤差放大器內(nèi)部電路結(jié)構(gòu) 電流比較器 電流比較器 圖 312 圓圈所示就是電流比較器。 當(dāng)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出大于 beV2 時(shí)， Q3 導(dǎo)通，有電流通過晶體管 Q3，M9 的漏極電流有部分流過 D1。 Q2處于放大區(qū)，因?yàn)?Q2 的集電極接的是電源電壓，而基極電壓不可能超過它的。 當(dāng)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出小于 beV2 時(shí)， Q3 截止，二極管 D1 截止， M9 的漏極電流都傳送到 Q4 的基極，輸出電壓最大值 4be9ovMddO VVVV ???? 。 輸出極采用乙類輸出極。 Q1 和 Q2 是 對稱的 NPN 管作為輸入差分對， M2 和 M1是對稱的 PMOS 晶體管。運(yùn)算跨導(dǎo)放大器是無輸出緩沖極的運(yùn)算放大器。需要 90dB 的增益和 的增益帶寬積。 mA8R/2lnV*10*15I tea r gd is c h ?? (312) V r e fCT 圖 310 放電電流源電路圖 代信敏： PWM 芯片設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 19 電壓誤差放大器 電壓誤差放大器的正向端是電壓調(diào)節(jié)器輸出的 電壓。在輸出端，可吸入和供出的電流式偏置電流的 8 倍，增大了擺率。因?yàn)檎袷幤鞣烹姇r(shí)下降速度比較快，所以比較器 1 的延時(shí)需要盡量小。 P1 P2N1 N2G N DRSV r e fQ 圖 37 RS觸發(fā)器電路圖 比較器 1 的電路圖如圖 38 所示，其共模輸入電壓是 。 振蕩器電路 RS 觸發(fā)器的電路圖如圖 37 所示，當(dāng) R 輸入電壓為 5V 時(shí)，輸出跳變到低電平；同理，當(dāng) S 輸入電壓為 5V時(shí)，輸出跳變到高電平。 電容的放電時(shí)間必須足夠短，才能達(dá)到最大的占空比。這樣電容上的電壓就是一個(gè)有 峰 峰值的鋸齒波。當(dāng)電容電壓低于 時(shí)， MOS 管關(guān)斷，電流源不起作用，電容繼續(xù)被 Vref 充電。用一個(gè)電流源連在電容上代信敏： PWM 芯片設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 17 起放電開關(guān)的作用。本設(shè)計(jì)選 定了外接 RC的振蕩器形式，電路如圖 36 所示。電壓調(diào)節(jié)器要求輸出阻抗較小。特別重要的性能是低漂移和低失調(diào)，它們能使輸出電壓 refV 盡可能的穩(wěn)定。這是一 個(gè)串聯(lián) — 并聯(lián)反饋結(jié)構(gòu)，對大環(huán)路增益，有 2R/)2R1R(*VRV r e f ?? (311) 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計(jì)）論文 16 改變 R1/R2 的比例可以改變輸出電壓。穩(wěn)定電壓 VR 由帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生。依靠這種方式，電壓源的波動(dòng)可從本質(zhì)上被消除，其結(jié)果通常提高由此類電源驅(qū)動(dòng)的電路的性能。則TL431 的電阻比例計(jì)算并設(shè)置如下： 據(jù)公式 315 且在電路中 VREF= 可得 , ： R1/R2=62/25，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為 R1=62? ,R2=25? ： R1/R2=11/25，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為 R1=11? ,R2=25? 3V： R1/R2=1/5，在內(nèi)部電路圖中體現(xiàn)為 R1=10? ,R2=50? ：因?yàn)?TL431 能產(chǎn)生的最小基準(zhǔn)電壓為 ，因此在電路圖中先將R1 處短路，產(chǎn)生 的基準(zhǔn)電壓后，再進(jìn)行電阻分壓，此時(shí)的外接電阻為 R3和 R4，輸出電壓從 R3 處引出，則電阻設(shè)置為 R3=3? ,R4=7? 。 芯片 TL431 主要是在開關(guān)電源 芯片中作的直流穩(wěn)壓基準(zhǔn)為內(nèi)部一些器件提供基準(zhǔn)電源。這樣循環(huán)下去，從動(dòng)態(tài)平衡的角度來看，就迫使 V。 TL431 的穩(wěn)壓原理可分析如下：當(dāng)由于某種原因致使 Vo 升高時(shí)，取樣電壓vref 也隨之升高，使 VREFVref，比較器輸出高電平，令 VT 導(dǎo)通， Vo ↓。 R3R2R1AKVO+_Vi 圖 34 TL431 的電路圖形符號(hào)和基本接線如圖 它相當(dāng)于一只可調(diào)齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻 R1 和 R2 來設(shè)定，有公式： ???????? ??? 211 RRVVV R E FKAO （ 310） 圖中 R3 是 IKA 的限流電阻。其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如圖 33 所示。陰極工作電壓 VKA 的允許范圍是 2． 50～ 36V，極限值為37V。它屬于一種具有電流輸出能力的可調(diào)基準(zhǔn)電壓源。 BEV? 提供溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓。 因此 BEV 的關(guān)系式為： 代信敏： PWM 芯片設(shè)計(jì)及在開關(guān)電源中的應(yīng)用 13 )J/Jl n ()q/kT()T/Tl n ()q/r k T()T/T(VT/VV COC00B E O0BE ???? (36) BEV 與溫度的關(guān)系為： )q/k)((T/)VV(TT|dT/dV 0GOBE0BE ??????? (37) 300K 時(shí)， BEV 關(guān)于溫度的變化約為 ℃ 。如果電壓 tV 乘以常數(shù) K 加上電壓 BEV ，則輸出電壓為： tBEBEF KVVV ?? （ 31） 雙極性晶體管中的集電極電流密度的關(guān)系： )V/Ve x p ()WB/nqD(J tBEponC ? （ 32） 其中： CJ =集電極電流密度 pon =基區(qū)電子平衡濃度 nD =電子的平均擴(kuò)散常數(shù) 平衡濃度 ： A21po N/nn ? （ 33） 其中： )V/Ve x p (DTn tGO321 ?? （ 34） D 是與溫度無關(guān)的常數(shù)， GOV 時(shí)帶隙電（ ） 得到下面集電 極電流密度的方程式： )V/)VVe x p ((DT)WN/qD(J tGOBE3BAnC ?? )/)VVe x p ( (AT tGOBEr ?? （ 35） 在上式中，與溫度不相關(guān)的常數(shù)合并成單一的常數(shù) A。由室溫下溫度系數(shù)為 ℃的 pn節(jié)二極管 產(chǎn)生電壓 BEV 。 帶隙基準(zhǔn)可以再 0— 70℃的溫度范圍內(nèi)有 10ppm/℃的溫度。一般要求這些電壓源的直流輸出電平較穩(wěn)定，而且這個(gè)直流電平應(yīng)該對電源電壓和溫度不敏四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計(jì)）論文 12 感。 123 V o u t V i n 1V i n 2 圖 31 欠壓鎖定置換比較器 基準(zhǔn)電壓源 帶隙基準(zhǔn)電壓源 基準(zhǔn)源電路廣泛的應(yīng)用于各種模擬集成電路，其精度和穩(wěn)定性直接決定整個(gè)系統(tǒng)的精度。一旦正常工作后， VDD 小于 時(shí)也能正常工作，我們稱 為啟動(dòng)電壓。輸出端 VOUT 與電壓調(diào)節(jié)器連接。 本文用滯后比較器來實(shí)現(xiàn)電路得欠壓鎖定，在 VDD 欠壓鎖定處和 Vref 欠壓鎖定處用滯后比較器實(shí)現(xiàn)?；鶞?zhǔn)電壓源能提供 20mA 電流。振蕩器外接電容器的充電電流也由基準(zhǔn)電壓源供給。 1%以內(nèi)。電源電壓低于啟動(dòng)電壓時(shí)，設(shè)計(jì)芯片的靜態(tài)電流小于 250uA。此時(shí)開關(guān)電源的峰值開關(guān)電流正比于誤差電壓。 3. 電流比較器 為 了 能夠?qū)崿F(xiàn)逐周控制，如此設(shè)計(jì)電流比較器：在每個(gè)振蕩周期開始時(shí)，輸出端開通。開 關(guān)電源的輸出電壓經(jīng)過電阻分壓后反饋到放大器的反響輸入端。 2. 電壓誤差放大器 設(shè)計(jì)電壓誤差放大器的直流增益為 90dB，增益帶寬為 。 RT 的阻值較小時(shí)，對放電時(shí)間也有較大的影響。設(shè)計(jì)控制芯片內(nèi)部的放電電流為。振蕩頻率由外接電阻 RT 決定。內(nèi)部結(jié)構(gòu)功能框圖如下圖 24。滯環(huán)控制方式下，變換器是變頻工作的，其開關(guān)頻率一般隨輸入電壓、輸出電壓和負(fù)載的變化而變化，因此輸入、輸出濾波器的設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。當(dāng)電感電流 iL 的檢測信號(hào)下降到下限 Vemin 時(shí)，比較器輸出高電平，使功率開關(guān)關(guān)斷，電感電流下降。滯環(huán)電流 型控制也是檢測電感電流，與電流給定值 Ve 比較后，輸入給滯環(huán)比較器或滯環(huán)邏輯元件。但是檢測電感電流有時(shí)比較復(fù)雜，或檢測元件損耗較大。 平均電流型控制方案需要檢測電感電流 iL,電流檢測信號(hào)與電流給定 Ve 比較后，經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器生成控制信號(hào) VC， VC 再與鋸齒波調(diào)制信號(hào)比較，產(chǎn)生 PWM脈沖。缺點(diǎn)是：不能準(zhǔn)確控制電感的平均電流，回路增益對電網(wǎng)電壓變化敏感，開關(guān)噪聲容易造成開關(guān)管誤動(dòng)作等。因此只要系統(tǒng)中電流稍有變化，占空比可以較快產(chǎn)生調(diào)節(jié)作用，使輸出電壓 V0 接近給定 Vr。以 Buck 變換器為例，峰值電流型控制系統(tǒng)原理如圖 21。 電流型控制分為峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制。 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計(jì)）論文 6 第 2 章 PWM 控制芯片電路的原理 PWM 控制芯片原理 電流控制的 PWM 技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)， 1967 年由美國 BOSE 公司提出。 第四章介紹控制芯片幾種典型的開關(guān)電源中的應(yīng)用。 第二章介紹開關(guān)電源控制電路的原理和基本結(jié)構(gòu)。 本文的主要工作是設(shè)計(jì)開關(guān)電源的芯片電路，該集成電路采用 PWM 工作方式， 需要較少的外部元件即能構(gòu)成完整的開關(guān)電源，工作頻率 1MHz，并具有過流保護(hù)功能。 1977 年國外首先研制成脈寬調(diào)制（ PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司、尤尼德公司等相繼推出一批 PWM芯片，典型產(chǎn)品有 MC3520,SG3524,芯片。電路就是這樣逐個(gè)的檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖。隨著開關(guān)管中的電流脈沖逐步增大，當(dāng)電流在采樣電阻RS 上的電壓幅值 VS 達(dá)到 Ve 電平時(shí)。其工作原理是：恒頻時(shí)鐘脈沖、置位鎖存器，輸出高電平信號(hào)。 功率轉(zhuǎn)換電路 高頻變換器 圖 11 開關(guān)穩(wěn)壓電源的電路原理框圖 輸出整流濾波 DC 取樣器 比較器 脈寬調(diào)制 振蕩器 基準(zhǔn)電壓 AC 輸入整流濾波 四川理工學(xué)院本科畢業(yè)（設(shè)計(jì)）論文 4 V C C123誤差放大123脈寬比較器鋸齒波電路整流濾波采樣電路V0參考VS 圖 12 電壓控制型開關(guān)電源原理圖