【正文】 6 電流 i1， i0 的波形 平均輸出電流和輸出功率 ? ??? STpspav g iDTsDiTsdtiTsTsi 0 39。1)(1 2/)2/)(/1()/1( (35) 將式 (34)代入 (35)，可得 i1(avg)= V1(t)/Re, Re=2n2L/D2Ts (36) 由式 (36)，可見 i1(avg)與 V1(t)之間滿足歐姆定律； DCDC反激開關變換器在 DCM 模式下， 輸入阻抗是一個由 D 控制的電阻 Re。顯然有 L iP’/DTs=V1(t)n 或 iP’= V1(t) DTs/nL (34) 輸入平均電流為 ? ??? STppa v g nDinD T siTsdtiTsi 0 39。 在 DT s~(D+D2)Ts期間，副邊電流 i0的下降斜率為 — V0/L,D2T2為輸出二極管導電持續(xù)時間。 V A C~i iP W M 誤 差放 大 器T ri 0i 1V D CV 0 (a)反激功率因數(shù)校正電路原理圖 第 16 頁 共 51 頁 圖 34（ b） 輸入電流波形 等效輸入電阻 eR 一個開關周期 sT 內(nèi)，變壓器原，副邊電流 1i ， 0i 呈三角波，如圖 36 所示。反激變換器由開關 rT 變壓器（變比 n： 1）及輸出電路組成。 可以證明，圖上所示反擊變換器電路，在 DMC 模式下，對輸入電路而言， DCDC 變換器可等效為一個受占空比 D 控制的無損電阻，如圖 34 所示。三角波為輸入電流 i1 的波形。圖 34（ b）為工頻半周期內(nèi)，在高頻 PWM 開關作用下的輸入電流波形。這種控 制方法工作在 CCM 模式，可用于 Flyback,Cuk,Boost等拓撲中，其調(diào)制方式有脈沖前沿調(diào)制和脈沖后沿調(diào)制。這種控制方法一般用在輸出功率比較小的場合，另外在單級功率因數(shù)校正中多采用這種方法，后面會介紹。 而本設計中就是采用此峰第 15 頁 共 51 頁 值電流型設計方案。 DCM 采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，似存在以下缺點： PF 和輸入電壓 Vin 與輸出電壓 V0 的比值有關，即當 Vin 變化吋，PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨 Vin/V0 的值的加大而使 THD變大；開關 管的峰值電流大 (在相同容量情況下， DCM 中通過開關器件的峰值電流為 CCM 的 2 倍 )，從而導致開關管損耗增加。電流波形平均值取決于電感輸入電流 。 主要缺點是：控制電路復雜 模擬 ，須用乘法器和除法器，需檢測電感電流，需電流控制環(huán)路。 （二） 按輸入電流的控制原理分類 (1) 平均電流型 工作頻率固定，輸入電流連續(xù) (CCM)， TI公司的 UC3854就工作在平均電流控制方式。由于 VL+ Vs 向負載 R 供電時， V0高于 Vs，故稱其為升壓變換器。這樣線圈 L 磁能轉(zhuǎn)換的電壓 VL與電源 Vs串聯(lián)，以高于 V0 電壓向電容 C、負載 R供電。由于開關管導通，二極管陽極接 Vs 負載，二極管承受反向電壓，所以 電容不能通過開關管放電。 D 1V sTC V 0 R 第 14 頁 共 51 頁 圖 33 Boost 變換電路 當開關 T 開通時，電流流過電感線圈 L，電流線性增加，電能以磁能形式存儲在電感線圈 L 中。 控 制LS WV o u tC o u tDC i nV i n+++ 圖 32 升壓式變換器 Boost 變換器又稱為升壓變換器、并聯(lián)開關電路、三端開關型升壓穩(wěn)壓器。適用于 75~2021W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。 第 13 頁 共 51 頁 控 制S WV o u tC o u tDC i nV i n+++TN 1 N 2反 饋 圖 31 反激式變換器 (d)升壓式 (Boost) 簡單電流型控制，戶 F值高，總諧波失真 (THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。 輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于 150W以下功率的應用場合。 (b) 升／降壓式 須用二個功率開關管，有一個功率開關管的驅(qū)動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個功率變換電路，使功率因數(shù)接近 1。雖然無源功率因數(shù)校正電路得到的功率因數(shù)不如有源功率因數(shù)校正電路高，但仍然可以使功率因數(shù)提高到 ~，因而在中小功率電源中被廣泛采用。 功率因數(shù)校正電路分為有源和無源兩類。 功率因數(shù)校正實現(xiàn)方法 由式 (31)可知，要提高功率因數(shù)有兩個途徑，即使輸入電壓、輸入電流同相位；使輸入電流正弦化。 （ 3）三相四線制電路中，三次諧波在中線中的電 流同相位，合成中線電流很大，可能超過相電流，中線又無保護裝置，使中性線因過流而導致中性線過熱而引起火災并損壞電氣設備。 第 12 頁 共 51 頁 （ 2）諧波電流引起電路故障，損壞設備。 諧波電流對電網(wǎng)的危害 脈沖狀的輸入電流中含又大量諧波，因此在 AC/DC 整流輸入端需加濾波電路，從而增加了電路的體積和成本。輸入電流 i 呈尖脈沖形式，且產(chǎn)生一系列奇次諧波，致使功率因素降低為 。在這種電路中，只有當線路的峰值電壓大于濾波電容兩端的電壓時，整流元件中才有電流通過。若電網(wǎng)呈感性，通常采用電容補償?shù)姆椒ā? 表 31 常見相控整流電路基波電壓和基波電流的位移因素 電路形式 單相電路 三相電路 12 相電路 基波電壓和諧波電流的位移因素 功率因 數(shù) 降低的主要原因是基波電壓和基波電流位移因素 1cos? 的影響，即受可控硅控制角 ? 影響，使電流滯后于電壓， 1cos? 1。 不良功率因素的成因 由 PF= 1cos? 知， PF 值由以下兩個因素決定：一是輸入基波電壓和輸入基波電流的相位差 1? ，二是輸入電流的波形畸變因素 ? 。如何抑制和消除諧波對公共電網(wǎng)的污染、提高功率因素已成為當今國內(nèi)外電源界研究的重要課題。從式（ 31）可見， 抑制諧波分量即可達到減少 ? 提高功率因素的目的。 1cos? 越小，則設備的無功功率越大，設備利用率越低，導線和變壓器繞組的損耗越大； ? 越小，表示設備輸 入電流諧波分量越大，將造成電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，使功率因素降低，嚴重時會造成電子設備損壞。 用公式表示為 )13(1111111 ????? ???? CO SICO SIIU CO SIUSPPFRR式中： I1 為輸入基波電流有效值； IR為電網(wǎng)電流有效值， 22221 nR IIII ???? ?，其中 I1，I2， … ， In為輸入電流各次諧波有效值； U1 為輸入電壓基波有效值； ? 為輸入電流 的波形畸變因素 ； 1cos? 為基波電壓和基波電流的位移因素。從上面的分析可知 , 平均電流控制技術目前技術成熟、應用廣泛 ,本文將討論該技術的功率級設計。由于控制信號實際上為開關電流在下一個周期內(nèi)的總電荷 ,因此稱為電荷控制 ,又因開關平均電流和開關電荷成正比 , 故又稱開關電流平均值控制技術。 (三 ) 電荷控制技術 電荷控制技術不屬于高頻有源 PFC , 它是最近提出的一種新型控制技術。 ACM 與 PCM 的區(qū)別在于 : 一是取樣信號不同 , PCM 技術取樣開關管的電流信號 ,ACM 則取樣電感電流 。因為控制信號是按占空比周期性變化的信號 , 所以得到的輸入電流波形可跟隨輸入電壓整流后的波形。 PCM 技術克服了 BBH 技術變頻控制的缺點 , 但在電網(wǎng)電壓零點附近輸入電流波形失真較大。當交流電網(wǎng)電壓從零變至最小值時 , 占空比也由最大值 (通常為 0. 95) 變至最小值 (峰值電壓附近 ) ,因此可能產(chǎn)生諧波振蕩現(xiàn)象。一旦電感電流達到電流基準 , 比較器輸出第 10 頁 共 51 頁 關斷信號 , 使開關截止。 (2) 定頻峰值電流控制技術 ( PCM) 工作過程為 : 當電感電流達到電流基準以前 , 開關一直處于導通狀態(tài)。工作原理為 :輸出電壓與電壓基準比較后 , 作為電流基準再與電流采樣信號比較 , 然后控制開關管的通斷 ,達到提高功率因數(shù)的目的 。 高頻有源 PFC 技術 根據(jù)不同的控制電路 ,高頻有源 PFC 電路可分為 : 峰值電流控制技術、平均電流控制技術、電荷控制技術等。高頻有源 PFC 電路比較復雜 , 要求較高 ,功率因數(shù)可達到 0. 99 以上 ,諧振電流含量小于 10 % , 輸入電壓范圍 為 90～ 270V , 輸出電壓穩(wěn)定 ,磁性元件體積小 ,目前應用十分廣泛。 開關管截止時 , 二極管導通。 高頻 有源 PFC 電路由 DC/ DC 變換器組成 ,工作原理是 :輸入交流電壓信號經(jīng)取樣 ,與誤差放大器輸出相乘 ,產(chǎn)生 PWM 驅(qū)動信號 ,控制開關管的導通與截止。 有源 PFC 電路由有源開關、電感 L 及控制電路組成 , 工作原理是 : 在輸入交流零點處 , 有源開關開通 , 電感 L 有儲能電流 , 1～ 2ms 后有源開關關斷 , 電流從電感 L 傳輸?shù)秸鳛V波電路 ,鋸齒波信號由零交叉信號同步 , PWM 將誤差信號與斜坡信號比較后驅(qū)動有源開關 , 誤差信號正比于交流電壓有效值和輸出電壓 , 調(diào)節(jié)有源開關導通時間 , 維持輸入交流電壓幅值和直流輸出電壓間最佳關系 , 從而改善輸入電流波形。 無源 PFC 技術利用電感和電容組成濾波器 ,將輸入電流進行相移及整形 ,以便使功率因數(shù)為 1。而且，這電路為不同工作條件集成了諸多保護功能，并使用了一些特別電路，如跳周期功能，來降低 PFC 段在空載條件下的功耗，可將待機能耗降至最低。在最緊迫的條件下，臨界導電模式（ CRM）也能夠?qū)崿F(xiàn)，而不會降低功率因數(shù)，且這電路能被視為帶有頻率鉗位（由振蕩器提供）的 CRM控制器。 3 開關電源功率因數(shù)校正技術 NCP1605芯片的介紹 NCP1605 是能夠采用固定非連續(xù)導電模式（ DCM）或臨界導電模式（ CRM）工作的增強型高壓、高能效待機模式功率因數(shù)控制器。若濾波器輸入、輸入線捆扎在一起或相互安裝過近 , 那么由于它們之間的耦合 , 可能使濾波器的高頻衰減降低。若設備內(nèi)部電源安裝在濾波器的輸入端 , 由于連線過長 , 也會導致同樣的結(jié)果。 b 濾波器要安裝在設備電源線輸入端 , 連線要盡量短 。所以 , 金屬外殼的濾波器要直接和設備機殼 連接。若接地點不在一處 , 那么濾波器的泄漏電流和噪聲電流在流經(jīng)兩接地點的途徑時 , 會將噪聲引入設備內(nèi)的其他部分。 EMI濾波器 應用中應注意的事項 EMI 電源濾波器在應用時一定得注意濾波器的安裝問題 , 因為如果濾波器安裝得不合第 8 頁 共 51 頁 適反而會得到一個更差的效果。1? （虛線所示），它們反向串連，磁通相互抵消，感抗為零。而差模干擾電流 1I 和 39。 當電網(wǎng)輸入共模干擾時，這兩種方向相同的縱向噪聲電流如圖 21 中的 fI ，由右手螺旋定則可知，兩個線圈產(chǎn)生的磁通 f? （實線所示）順向串連磁通相加，電感呈現(xiàn)出高阻抗，阻止共模干 擾進入開關電源。環(huán)形磁心適用于大電流小電感量，它的磁路比 E 形和 U 形長，沒有間隙，用較少的圈數(shù)可獲得較大的電感量，由于這些特點，它具有較佳的頻率特性。 LN2CY 2CY1CY1CY 1C X 2C XL 圖 21 有共模，差模扼流圈的交流進線直流出線濾波 本設計中 CX 選取為 1， CY選取為 ，本設計電路中截止頻率為 50HZ就可以符合設計要求。在開關電源中常用的 EMI 濾波器的結(jié)構如圖 21 所示。 EMI濾波器設計 EMI濾波器的典型結(jié)構 EMI 濾波器是一種由電感和電容組成的低通濾波器，它能讓低頻的有用信號順利通過，第 7 頁 共 51 頁 而對高頻干擾有抑制作用。 ? 差模干擾的來源：共用一條輸電線的不同設備，當其中的某一設備進行切換操作時，火線和中線之間會形成幅值大致相等而相位相反的信號，這種信號就是差模干擾。所謂共模干擾就是任何載流導體與參考地之間不希望有的電位差；而差模干擾則是任何兩個載流導體之間不希望有的電位差。實際干擾多是這前、后兩類干擾不同比例的組合波。前者 , 如雷電時 , 兩根線受影響基本相同 。開關電源一般均要設置濾波電路才能達到此標準。這種規(guī)定的目的是防止電子設備對公共電子設施 , 如電視機、電話機、元線電等產(chǎn)生射頻干擾。在國際上若干個權威機構對電磁干擾 EMI發(fā)射量飛 （ dB μ V) 值均有嚴格規(guī)定。所以 , 在交流電源輸入端加裝進線濾波器 , 在用電環(huán)境要求較高場合 ,在所用自臺開苯電源輸出端加裝出線濾波器。為了減少干擾 , 使開關電源輸出平滑直流 , 也不會破壞或干擾使用同一電源工作的其他電子設備