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正文內(nèi)容

畢業(yè)設(shè)計(jì)論文開關(guān)電源設(shè)計(jì)-文庫吧資料

2025-07-04 10:13本頁面
  

【正文】 = 式(42)FP(s)反映了電流環(huán)路的主要低頻特性: = 式(43)Fh(s)反映了電流環(huán)路的采樣特性:= 式(44)其中: , Q= 由此可見FP(s)在系統(tǒng)中引入了一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn),極點(diǎn)來源于輸出濾波電容和負(fù)載電阻,零點(diǎn)來源于輸出濾波電容的ESR,分別如下: 式(47) 式(46)Fh(s)為系統(tǒng)引入了兩個(gè)高頻極點(diǎn),分別如下: = 式(47) = 式(48)輸出到控制增益(電阻分壓+EA增益+補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)PI(s)) =PI(s) 式(49)由于=, = ,其中Gm(EA)是誤差放大的跨導(dǎo),r0(EA)是誤差放大器的直流小信號(hào)輸出阻抗,所以:=..PI(s) 式(410) 因此整個(gè)電壓反饋外環(huán)的環(huán)路直流小信號(hào)開環(huán)增益為: = = 式(411) 不同ESR對(duì)補(bǔ)償效果零級(jí)點(diǎn)分布影響為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性,需要對(duì)由輸出濾波電容和負(fù)載電阻引入的低頻極點(diǎn)和由輸出濾波電容的ESR引入的零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償,原則上為在截止頻率前最好補(bǔ)償為單極點(diǎn)系統(tǒng),在截止頻率處,環(huán)路增益的相位裕度大于45176。其中各參數(shù)意義如下,D是占空比,TSW是開關(guān)周期,E是調(diào)制器增益,Ri是電感電流采樣增益,Sn是電感電流采樣斜坡信號(hào)上升斜率,S6是斜坡補(bǔ)償信號(hào)斜率,H6 (s)是電流反饋采樣傳輸函數(shù),這里采用了其二階近似形式,Kf是在開關(guān)管導(dǎo)通階段輸入和輸出電壓變化對(duì)占空比影響的前饋系數(shù),Kr是在開關(guān)管關(guān)斷階段輸入和輸出電壓變化對(duì)占空比影響的前饋系數(shù)??刂频捷敵隹鐚?dǎo)級(jí)是組成環(huán)路增益的一部分,另外峰值電流控制還存在大信號(hào)不穩(wěn)定的問題,需要斜坡補(bǔ)償,所以電流環(huán)路決定著電壓外環(huán),因而我們?cè)陔娏鳝h(huán)分析的基礎(chǔ)上,來分析研究電壓環(huán)路。在截止頻率之后,增益迅速下降以抑制噪聲的影響[4]。為輸出電壓經(jīng)由電阻分壓網(wǎng)絡(luò)、誤差放大器EA和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)到VERROUT的傳遞函數(shù),這段傳遞函數(shù)應(yīng)該對(duì)前者進(jìn)行補(bǔ)償,原則為在截止頻率前最好補(bǔ)償為單極點(diǎn)系統(tǒng),在截止頻率處,環(huán)路增益的相位裕度大于45176。對(duì)系統(tǒng)的小信號(hào)環(huán)路模型,大致可以分成兩段傳遞函數(shù):從誤差放大器EA輸出端電壓VERROUT經(jīng)由帶電流反饋環(huán)路的功率級(jí)到輸出電壓的傳遞函數(shù),通常稱為控制到輸出傳遞函數(shù),根據(jù)Ridley模型,引入電流環(huán)后,功率級(jí)的從控制到輸出的傳遞函數(shù)會(huì)發(fā)生改變,即由電流反饋引起,從電壓環(huán)上EA輸出端到輸出電感電流(控制到輸出部分)可以看成一個(gè)等效跨導(dǎo)級(jí),其等效跨導(dǎo)稱為控制到輸出跨導(dǎo),這里用GCS表示。要使輸入電壓變化和負(fù)載條件變化的情況下為負(fù)載提供一個(gè)穩(wěn)定的輸出電壓,而反饋控制環(huán)路中的任何環(huán)節(jié)都可能存在噪聲和干擾,要使系統(tǒng)在任何條件下都穩(wěn)定工作,一般要用反饋補(bǔ)償改善系統(tǒng)頻率響應(yīng)?!?5176。之差;增益裕量指的是環(huán)路總相移為360176。則系統(tǒng)將不穩(wěn)定而產(chǎn)生振蕩。 開關(guān)電源控制環(huán)路的分析研究本質(zhì)上講,開關(guān)電源系統(tǒng)是一個(gè)非線性時(shí)變系統(tǒng)。PWM峰值電流控制方式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)具有諸多優(yōu)點(diǎn),最主要的是:電流內(nèi)環(huán)加快了對(duì)輸入電壓變化的響應(yīng),抗干擾性增強(qiáng)。由此可見,對(duì)電流反饋內(nèi)環(huán)而言,VERROUT可以看作是一個(gè)給定的控制信號(hào),反應(yīng)了負(fù)載變化時(shí)要保持輸出電壓穩(wěn)定所需提供的電感峰值電流基準(zhǔn)值,檢測(cè)到的反電感峰值電流的信號(hào)VSENOUT與這個(gè)基準(zhǔn)值VERROUT之間的誤差經(jīng)PWM比較和一系列邏輯處理電路產(chǎn)生控制開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間的占空比被調(diào)節(jié)的脈沖信號(hào),從而控制輸出電壓穩(wěn)定[5]。電流反饋內(nèi)環(huán)通過電流檢測(cè)電路CS感應(yīng)并采樣功率開關(guān)管電流,將其轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)放大后與斜坡補(bǔ)償電壓相加得到一個(gè)反應(yīng)電感峰值電流變化的電壓信號(hào)VSENOUT,并將其送入PWM比較器的一與誤差放大器的輸出信號(hào)VERROUT相比較,最后經(jīng)過一系列邏輯處理電路產(chǎn)生占空比被調(diào)節(jié)的脈沖信號(hào)以控制開關(guān)管的導(dǎo)通與截止,進(jìn)而控制輸出電壓。4. 開關(guān)電源管理電路系統(tǒng)分析 Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器本章主要基于Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器,在電流峰值PWM控制模式下,從系統(tǒng)穩(wěn)定性、負(fù)載調(diào)整率及響應(yīng)速度要求的角度出發(fā),結(jié)合Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器的工作原理,進(jìn)而對(duì)誤差放大電路進(jìn)行分析與研究。通常對(duì)整個(gè)控制環(huán)路的補(bǔ)償就是通過適當(dāng)選擇誤差放大器的補(bǔ)償策略以調(diào)整誤差放大器的頻率響應(yīng)來實(shí)現(xiàn)的,目的是對(duì)整個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行校正,提供足夠的相位裕量和適當(dāng)?shù)膸?,使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作,并具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。由上章可知,在開關(guān)電源采用的控制方式中,誤差放大器是電壓反饋控制環(huán)路的核心部分,在控制環(huán)路中有著非常重要的作用,對(duì)環(huán)路的頻率響應(yīng)有很大的影響,對(duì)直流開關(guān)變換器系統(tǒng)的穩(wěn)定性,負(fù)載調(diào)整率和響應(yīng)速度有著決定性作用。在正常情況下,Buck型開關(guān)轉(zhuǎn)換器很少工作在非連續(xù)導(dǎo)通模式,但是一旦負(fù)載電流低于臨界水平,非連續(xù)導(dǎo)通模式就會(huì)發(fā)生[4]。如果在S截止期間,電感中的電流降到零而S還未開始下次導(dǎo)通,則在截止期間的剩余時(shí)間內(nèi)電感中存儲(chǔ)的能量將為零,轉(zhuǎn)換器工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式否則轉(zhuǎn)換器工作于連續(xù)導(dǎo)通模式。一種是連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM),DCDC在重載下通常工作于這種模式;另一種是不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM),DCDC變換器在輕載下工作于這種模式。上述的缺點(diǎn)可以通過使用斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒▉砀纳芠4]。電流型PWM控制器有以上幾種方案:恒定遲滯環(huán)寬控制:在電感中產(chǎn)生一個(gè)固定的電流減小量后,功率開關(guān)管被導(dǎo)通,(a)中是由遲滯比較器實(shí)現(xiàn);恒定關(guān)斷時(shí)間控制:經(jīng)過一個(gè)固定的時(shí)間間隔后,功率開關(guān)管被導(dǎo)通,(b)中由一單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器來實(shí)現(xiàn);恒定頻率控制:有一個(gè)固定頻率的時(shí)鐘信號(hào)控制RS觸發(fā)器從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通,(c)所示。(2) 電流模式電流型PWM控制器增加了一個(gè)電感電流反饋?zhàn)鳛镻WM的斜坡函數(shù),就不需要三角波發(fā)生器,而且還引入了電感電流反饋使系統(tǒng)的性能具有了明顯的優(yōu)越性。 (a) Buck降壓斬波器的電壓模式控制 (b)電壓前饋模式控制電壓控制模式的優(yōu)點(diǎn)是:?jiǎn)苇h(huán)反饋的設(shè)計(jì)與分析較易實(shí)現(xiàn);鋸齒波振幅較大,可提供較好的噪聲余裕給穩(wěn)定的調(diào)制過程;同時(shí)它還能夠低阻抗輸出,對(duì)于多輸出電源具有較好的交互調(diào)節(jié)特性[10]。當(dāng)輸入電壓或負(fù)載阻抗突然變小時(shí),因?yàn)橹麟娐分械妮敵鲭娙軨及電感L的值都較大,會(huì)產(chǎn)生相移延時(shí)作用,輸出電壓的變小也會(huì)延時(shí)滯后,這樣輸出電壓變小的消息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補(bǔ)償電路延時(shí)滯后,才能傳至PWM比較,最后再將脈沖寬度擴(kuò)展。電壓模式控制采用脈沖寬度調(diào)制方式。PWM調(diào)制方式根據(jù)反饋采樣方式的不同可分為:電壓模式和電流模式,下面將對(duì)兩種模式進(jìn)行對(duì)比分析。這些控制取樣信號(hào)可以用來構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)、多環(huán)反饋系統(tǒng),從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的。本文將對(duì)應(yīng)用范圍最廣泛的PWM方式,進(jìn)行詳細(xì)的分析。(a) (b) (a) PWM控制方式 (b) PFM控制方式。PFM的定義是將脈沖寬度固定,通過調(diào)節(jié)工作頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓。Buck型DCDC變換器的控制方式主要有:(1)脈沖頻率調(diào)制(PFM),(2)脈沖寬度調(diào)制(PWM),(3) 混合式調(diào)制。如果輸出電壓偏高,誤差放大器會(huì)輸出一個(gè)比較低的電平,從而調(diào)制器會(huì)輸出一個(gè)占空比低的脈沖,反之如果輸出電壓偏低,控制電路會(huì)產(chǎn)生占空比高的脈沖使得輸出電壓升高,如此采樣電壓會(huì)穩(wěn)定在Vref的值上,從而輸出電壓會(huì)穩(wěn)定在 Vref (RFB1+RFB2)/RFB2)的值上。其工作原理為[3]: Buck型 DCDC轉(zhuǎn)換器工作原理開關(guān)管S1受一組占空比為D,周期為TS的方波信號(hào)控制,當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí), D1 反偏截止,輸入電壓通過電感L對(duì)電容C0充電,電感電流逐漸增大,電感兩端電壓為輸入電壓減去輸出電壓,假設(shè)輸出電壓紋波可以忽略,則有[5]: 式(31)因而在這段時(shí)間內(nèi)電感電流線性上升,其增量為: 式(32)當(dāng)S1截止時(shí),由于電感電流不可突變,感電流減小的趨勢(shì)感應(yīng)出的電感兩端電壓極性顛倒,使得續(xù)流二極管D1導(dǎo)通,這種情況下: 式(33)因而電感電流線性減小,減小量為: 式(34)根據(jù)伏秒平衡原理(VoltsSecond Balance)有IL1= IL2,從而得出Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器輸出電壓與占空比D和輸入電壓的關(guān)系為: 式(35)式(35)表明輸出電壓隨占空比D的變化而變化,只要通過控制電路控制開關(guān)管的導(dǎo)通與截止的切換時(shí)間就可以使輸出電壓不隨輸入電壓和負(fù)載電流的變化而變化。加到負(fù)載尺D上的時(shí)間比例,可調(diào)節(jié)輸出電壓V0;L是儲(chǔ)能電感 ,用以平滑電流,D1是續(xù)流二極管,在開關(guān)管S1截止時(shí)為電感電流提供一個(gè)續(xù)流通路,一方面避免電感感應(yīng)出高壓而損壞晶體管,另一方面提供電感能量釋放到負(fù)載的通路;C0是濾波電容。下面分別對(duì)Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器的工作原理和調(diào)制方式、反饋方式做簡(jiǎn)單介紹,并重點(diǎn)闡述PWM電壓反饋控制方式和PWM電流反饋控制方式的工作原理。DCDC變換器一般采用兩種基本的負(fù)反饋方式:電流負(fù)反饋和電壓負(fù)反饋。無論哪種調(diào)制方式其目的都可以理解為在轉(zhuǎn)換器負(fù)載改變的情況下通過調(diào)制改變了開關(guān)管的導(dǎo)通占空比以獲得穩(wěn)定的輸出電壓。本文重點(diǎn)為以Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器為基礎(chǔ)來分析研究誤差放大器,因此以后的討論主要基于Buck型DCDC 轉(zhuǎn)換器,接下來的兩節(jié)將重點(diǎn)分析Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器的工作原理、控制方式、工作模式及其誤差放大電路。其工作原理如下:圖中的單箭頭開關(guān)由占空比調(diào)制器控制產(chǎn)生一個(gè)方波,這個(gè)方波的平均電壓等于所期望的直流輸出電壓,低通濾波器用來濾掉開關(guān)頻率諧波,使得輸出為所需的直流電壓,輸出電壓V0與基準(zhǔn)電壓Vref通過誤差放大器相比較并將誤差信號(hào)放大,產(chǎn)生控制調(diào)制器的信號(hào),從而調(diào)節(jié)方波的占空比,這樣整個(gè)系統(tǒng)形成一個(gè)負(fù)反饋回路,使得輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)計(jì)值。 DCDC 控制系統(tǒng)示意圖前面已經(jīng)指出直流開關(guān)變換器中開關(guān)器件的導(dǎo)通與截止是通過一個(gè)反饋控制系統(tǒng)控制的。如果電感、電容元件也是理想的,那么該系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到10%。假設(shè)開關(guān)是理想的,那么當(dāng)開關(guān)閉合則其上的電壓降為零,因此功耗為零,當(dāng)開關(guān)斷開則電流為零,功耗也為零。3. Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器及其控制方式分析 Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器Buck型DCDC轉(zhuǎn)換器的主要特點(diǎn)是功率管工作在開關(guān)狀態(tài),一個(gè)周期內(nèi),電子開關(guān)接通時(shí)間ton所占整個(gè)周期Ts的比例,稱接通占空比D,D=ton/TS;斷開時(shí)間toff所占的比例,稱斷開占空比D', D'= toff/Ts,很明顯,接通占空比越大,負(fù)載上電壓越高; 1/TS=fs稱開關(guān)頻率,fs越高,負(fù)載上電壓也越高。 Boost變換器電流連續(xù)模式的波形圖由于升壓式變換器中峰值電流較高,因此只適合于功率不大于150W的應(yīng)用場(chǎng)合。,也就是說輸出電壓必須高于輸入電壓的最大幅值。 式(211)式中: fop變換器的開關(guān)頻率。Boost變換器工作在電流斷續(xù)模式下,存儲(chǔ)在電感中的能量為: 式(210)單位時(shí)間內(nèi),傳輸?shù)哪芰繛椋ń?秒或瓦)必須滿足負(fù)載連續(xù)功率消耗的需求。如果鐵心中的磁通沒有完全變?yōu)榱?,還有一部分剩磁,就稱電路工作在電流連續(xù)模式。在開關(guān)管關(guān)斷這段時(shí)間里,電感上的電流用下式表示: 式(29)如果在下個(gè)周期之前,鐵心中的磁通完全為零,就稱電路工作在電流斷續(xù)模式。開關(guān)管關(guān)斷時(shí),由于電感中的電流不能突變,于是二極管立刻正向?qū)āT谶@段時(shí)間中,二極管是反向阻斷的。新的布置使變換器的工作過程和正激式變換器(Buck)完全不同。另一類變換器是升壓式變換器,最基本的升壓式變換器,即所謂的Boost變換器[3]。這些拓?fù)浣M成了一類變換器,稱為變壓器隔離正激式變換器。Buck型變換器的優(yōu)點(diǎn)是:輸出電壓的紋波峰峰值比升壓式變換器低,同時(shí)可以輸出比較高的功率,正激式變換器可以提供數(shù)千瓦的功率[3]。直流輸出的負(fù)載電流在最大值和最小值之間波動(dòng)。當(dāng)開關(guān)再次導(dǎo)通時(shí),二極管迅速關(guān)斷,電流從輸入電源和開關(guān)管流過。續(xù)流電流包括:二極管、電感、負(fù)載。電感上的電流用下面的公式描述: =t+ 式(25)在這個(gè)階段,存儲(chǔ)在電感上的能量為: 式(26)輸入的能量就存儲(chǔ)在電感鐵心材料的磁通中。我們可以把Buck電路的工作過程分成兩個(gè)階段。 基本的正激式變換器(Buck變換器)通過控制電路改變占空比,既可保持輸出電壓恒定。LC濾波器平均了占空比調(diào)制的脈沖電壓。電路的LC濾波器就是飛輪,存儲(chǔ)從驅(qū)動(dòng)器輸出的脈沖功率。即所謂的Buck變換器。其輸出平均電壓Vo可以大于或小于輸入電壓Vt,極性相反,電感傳輸。其輸出平均電壓Vo大于輸入電壓Vt,極性相同。其輸出平均電壓Vo小于輸入電壓Vt,極性相同。開關(guān)型DCDC轉(zhuǎn)換器主電路最常見的拓?fù)?
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