【正文】 率較慢，信道環(huán)境簡單，變化比較固定，只需要采取較為簡單的均衡技術(shù)。第3章 均衡技術(shù)的研究在移動通信過程中，當(dāng)數(shù)據(jù)在具有多徑效應(yīng)，頻偏等現(xiàn)象的信道上傳輸時，會產(chǎn)生一定的信道失真，接收到的符號之間會出現(xiàn)相互干擾，從而產(chǎn)生碼間干擾（ISI），使得通信質(zhì)量的下降或者通信失敗。 本章小結(jié) 本章主要介紹了11OC中相關(guān)波形，詳細(xì)研究了美國軍用通信標(biāo)準(zhǔn) 110C串行單音道模式中的各項關(guān)鍵技術(shù)和標(biāo)準(zhǔn)。在這種情況下，內(nèi)置的無線過濾器會影響調(diào)制解調(diào)器的性能。對于跳頻操作，信噪比（SignaltoNoise Ratio，SNR）值應(yīng)該附加一個2dB的值。性能驗證測試應(yīng)該利用在Watterson模型之后通過基帶HF模擬器。b、1800Hz載波產(chǎn)生的誤差應(yīng)該控制在正負(fù)1Hz以內(nèi)。圖23示出分配方案和圖案的輸出波的形成。圖22 隨機移位寄存器功能框圖注意：顯示初始設(shè)置在輸出之間移8位 PSK調(diào)制a、8相位的調(diào)制過程，應(yīng)該通過給3比特數(shù)字分配以45度為增益的1800Hz的正弦波來完成。在發(fā)送160個符號后，在8次移位之前移位寄存器應(yīng)該被重置為BAD（十六進制）。如圖所示，將所得的3位，應(yīng)被用來提供用從0到7的數(shù)字的加擾。隨機化的數(shù)據(jù)序列發(fā)生器應(yīng)是一個12位的移位寄存器，圖22示出功能配置框圖。注意：當(dāng)兩個已知符號序列在每一個新的交織塊前傳輸，在表213中的序列應(yīng)該被重復(fù)兩次而不是四次來獲得16個3比特數(shù)字的8psk符號。注意：記數(shù)23的轉(zhuǎn)換在C1，C2和C3中應(yīng)該分別包含5,5,7三個數(shù)字。在兩個比特值之前加一個“1”，這樣這個1就變成了最重要的位。這些值應(yīng)該被解讀為一個6比特的數(shù)字（C1，C2，C3），其中C1包含兩個最重要的位。三個計數(shù)符號C1，C2，和C3應(yīng)代表200ms段的數(shù)目,對于零交織和短交織，計數(shù)符號設(shè)置從2開始計數(shù)；對于長交織的情況，從23開始計數(shù)。注意：。注意：D1， D2組合的5,6和5,7保留用于特定的應(yīng)用程序。D1和D2的3比特的值應(yīng)指定發(fā)送調(diào)制解調(diào)器的比特率和交織設(shè)置。200ms數(shù)據(jù)段應(yīng)包括15個3比特的信道符號。表210 75bps信道符號映射信道符號a、正常設(shè)置的映射3比特數(shù)值00（0000）重復(fù)8次01（0404）重復(fù)8次10（0044）重復(fù)8次11（0440）重復(fù)8次b、特殊設(shè)置的映射00（0000 4444）重復(fù)4次01（0404 4040）重復(fù)4次10（0044 4400）重復(fù)4次11（0440 4004）重復(fù)4次 同步前導(dǎo)序列對于所有數(shù)據(jù)速率，用于同步的波形基本上是相同的。注意：當(dāng)選擇0交織設(shè)置時。兩個已知序列根據(jù)表210重復(fù)兩次而不是重復(fù)4次，以產(chǎn)生一組16個3比特數(shù)字。對于短交織，交織塊長度應(yīng)該為1440的3比特信道符號，對于長交織塊長度應(yīng)該為11520的3比特信道符號。接收調(diào)制解調(diào)器使用已知的數(shù)據(jù)同步在交織的界限沒有一個序言數(shù)據(jù)以及確定正確的數(shù)據(jù)速率和運作模式。和之前一樣，這些值將被加擾后取所有8相位狀態(tài)。所有的32比特集應(yīng)遵循表210a的映射關(guān)系，其中應(yīng)用短交織的每個第45集（同步序列后面），以及應(yīng)用長交織的每個第360集（在同步序列后面）除外，以上兩種例外的集應(yīng)該應(yīng)用表210b中的映射關(guān)系。相反，使用的32三比特數(shù)，應(yīng)使用來表示每一個的4進制信道符號。對于75bps固定固定頻率操作，信道符號由兩個比特組成4進制格雷編碼的信道碼元映射組成。對于數(shù)據(jù)速率為1200bps的數(shù)據(jù)，雙位信道符號的形成應(yīng)該用3比特數(shù)字的0，2，4和6。 未知數(shù)據(jù)符號的形成在所有的頻率跳運轉(zhuǎn)率和75bps以上的固定頻率操作，每1比特，2比特，或3比特的信道符號應(yīng)直接映射到一個3比特的8進制的狀態(tài)星座圖中，如圖23所示。表28 在2400和4800bps的改進的格雷解碼輸入比特值格雷編碼值第一比特中間比特最后比特000000001001010011011010100111101110110100111101表29 75bps固定頻率和1200bps格雷編碼輸入信息格雷解碼值第一位最后一位0000010110111110 符號形成符號形成的功能是將1比特、2比特或3比特數(shù)據(jù)映射為一個符號，從格雷編碼序列或從同步前導(dǎo)碼序列到三比特數(shù)據(jù)與使用8psk的調(diào)制方案的信道符號，它們的傳輸應(yīng)該兼容。對于數(shù)據(jù)速率為2400bps和4800bps，75bps（固定頻率）和1200bps的信道符號速率，格雷編碼應(yīng)該分別和表28和表29一致。對于1200和75bps（固定頻率），信道比特應(yīng)以QPSK格雷編碼的信道符號進行有效的傳輸。從每個信道讀取的符號數(shù)目應(yīng)是比特速率的函數(shù)，在表27中給出。對于在75bps的固定頻率操作，交織器的數(shù)據(jù)讀取過程類似，只是列的數(shù)量的增加應(yīng)該以7為模而不是17。當(dāng)行數(shù)達(dá)到最大值后，行數(shù)置為0，當(dāng)行數(shù)為0時列數(shù)被置為比此時的值大1的數(shù)，重復(fù)操作直到交織數(shù)據(jù)塊被卸載完。這樣，對于速率為2400bps采用長交織設(shè)置的數(shù)據(jù)，第二比特來自第1行第559列，第三比特來自第2行第542列。表26 交織矩的維度比特率長交織短交織行數(shù)列數(shù)行數(shù)列數(shù)2400405764072120040288403660040144401830040144401815040144401875H40144401875N2036109注意：H=跳頻操作 N=固定頻率操作所有速率的讀取的第一位應(yīng)該是第0行的第0列的數(shù)據(jù)。當(dāng)交織設(shè)置為短交織時，行數(shù)應(yīng)以7增長，以10為模。注意：對于4800bps的固定頻率操作，不采用交織。然后裝入到第一列，重復(fù)操作直到交織塊被填滿。這樣，位的行位置以9被增長，以40為模。對于固定頻率操作，使用重復(fù)編碼的速率只有300bps和150bps。表25列出分配給每個所需的比特率和交織延遲的交織矩陣尺寸（行和列）。由于位是以不同的順序進行下載和接收的，所以兩個不一樣的交織器是必須的。 交織 交織寫入在使用交織器時，應(yīng)是一個矩陣的塊類型，對輸入比特進行操作。固定頻率操作的糾錯編碼應(yīng)根據(jù)表25。對于Tl(x)的位應(yīng)該成對地進行重復(fù)而不僅僅是重復(fù)第一位，緊接著重復(fù)T2(x)的第二位。對于輸入速率為2400，,1200和600bps的輸入編碼產(chǎn)生的輸出速率應(yīng)該分別是4800,2400和1200bps的編碼輸出。這兩個求和節(jié)點將作為跳頻操作。跳頻操作的糾錯編碼應(yīng)根據(jù)表24。對于300，150，和75bps的輸入數(shù)據(jù)速率，應(yīng)將編碼比特流通過重復(fù)輸出適當(dāng)數(shù)量的次數(shù)以使傳輸速率為1200bps。在所有其它的速率上，卷積編碼器的編碼率應(yīng)該為1/2。對于輸入到編碼器每一比特，須采取作為從編碼器的上部輸出位，T1（x）的兩個被采取比特中的第一個。跳頻操作，應(yīng)通過FEC編碼器功能由速率75，150，和300bps的約束長度為7的卷積編碼器的重復(fù)編碼完成。表22 跳頻操作波形特征信息速率碼率信道速率每個信道符號的比特數(shù)8相位信道符號跳頻模式24002/3360031*12001/2240021*6001/2120011*3001/4120011*1501/8120011*751/16120011*表23 固定頻率操作波形特征信息速率碼率信道速率每個信道符號比特數(shù)每個信道符號所包含的8相位符號數(shù)未知數(shù)據(jù)符號數(shù)已知數(shù)據(jù)符號數(shù)4800無編碼480031321624001/2480031321612001/224002120206001/212001120203001/412001120201501/81200112020751/2150232All0 編碼使用FEC編碼器的數(shù)據(jù)傳輸速率應(yīng)該是2400bps。下表列出了110C定義的全部波形及其基本參數(shù)，包括數(shù)據(jù)速率和所用的調(diào)制方式。本章重點研究單音道模式，下面做進一步詳細(xì)討論。第五章，總結(jié)全文的主要工作，對該課題的下一步研究做出展望。并從原理，公式的推導(dǎo)兩個方面進行了分析。第二章，重點介紹美國軍標(biāo)110C的系統(tǒng)波形方案設(shè)計，從背景應(yīng)用到具體的調(diào)制，加擾，編碼，打孔方式，交織和幀結(jié)構(gòu)的特點做剖析。獲得了上述算法在Watterson信道下的仿真性能，分析研究這兩種種迭代算法的收斂性與復(fù)雜度，最終基于性能與雜度分析結(jié)果，確定RLS均衡為110C標(biāo)準(zhǔn)的單音道串行模式的一種相對較優(yōu)的檢測算法。 本文研究的主要內(nèi)容本文主要研究了以下內(nèi)容，首先研究短波信道的主要特點，包括物理特性和傳輸上的一些特點，然后根據(jù)短波信道的特點，研究并實現(xiàn)了經(jīng)典的短波信道模型Watterson信道模型。1965 年，自適應(yīng)濾波技術(shù)被Lucky引進了均衡器，基于峰值失真準(zhǔn)則，得出了迫零算法[5]，1969年，Gersh，Proakis和Miller又調(diào)整抽頭權(quán)的系數(shù)，提出了按照均方誤差(MSE)準(zhǔn)則的方法[6]，1972年，Ungerboeck將最小均方誤差算法（LMS）算法[7]在均衡器中使用，該方法計算量小，但收斂緩慢，不適用于時變信道。像前面所說的，短波信號的時變特點，設(shè)計出的均衡器也會比較復(fù)雜，應(yīng)該設(shè)計出對信道響應(yīng)進行自動調(diào)整的均衡器，以適應(yīng)信道的時間變化，因此人們做了各種自適應(yīng)均衡算法的研究。對于信道的響應(yīng)特性在短波通信的信道中是時變的，信號傳輸會受到晝夜和季節(jié)而隨機變化，這會引起嚴(yán)重的信號衰落，信號傳輸中的時間色散，頻域色散，衰落，未知噪聲和人為環(huán)境干擾等各種各樣的因素，會導(dǎo)致短波通信方式比起其他通信方式，會嚴(yán)重降低信號的質(zhì)量。所以需要采用一些方法來簡化MAP均衡器帶來的復(fù)雜度方法，本文研究了一些比較常用和實用的均衡檢測算法，比如采用低復(fù)雜度的線性均衡器或判決反饋均衡器（Decision Feedback Equalization，DFE）來代替復(fù)雜度較高的MAP/MLSE均衡算法，并對這些做了一一比較，為通信提供更加合適的檢測。而將均衡器和信道譯碼器一起使用，可以進一步的改善系統(tǒng)的誤碼性能，如果對均衡器和譯碼器聯(lián)合進行的最大似然信號處理，如MAP或MLSE檢測，可以獲得最優(yōu)的五碼性能。自從20世紀(jì)90年代Turbo碼出現(xiàn)之后，人們開始重新思考迭代信號處理的應(yīng)用問題。表13 短波信道的衰落類型原因衰落類型衰落周期備注F層小尺度不規(guī)則性隨機波動10100ms與F層有關(guān)電離層不規(guī)則運動散射、衍射、折射1020s呈瑞利分布極化而旋轉(zhuǎn)極化10100s兩個磁離子分量出現(xiàn)最大可用頻率改變穿透出電離層通常無周期合適選擇發(fā)送頻率可避免反射面呈現(xiàn)弧形聚焦1530min電離層吸收損耗時變吸收損耗60min日落和日出時較大不同傳播模式間衰落強度比較地波/天波210s天波15s不同仰角表14 CCIR推薦的3種信道參數(shù)表信道條件差分延時(ms)信道增益多普勒頻移好信道[0 ][0 0]中等條件信道[0 1][0 0]差信道[0 2][0 0]1Hz 均衡技術(shù)的發(fā)展近年來，對高速無線通信業(yè)務(wù)的需求呈快速增長的趨勢，然而在高速無線通信傳輸系統(tǒng)中，特別是在高速率的具有時變信道特性的短波系統(tǒng)中，還有很多問題需要解決。2) 假設(shè)考慮一條路徑情況，信道沖擊響應(yīng)較為簡單，為電離層中多個反射子信號的簡單疊加，信號場強遵循瑞利分布，以至接收信號幅度服從瑞利分布。電離層的衰落有以下特點：1) 頻率選擇性較明顯。短波系統(tǒng)中信號是經(jīng)過電離層的反射，由于電離層本省的不均勻性，而且電離層的密度和特征都是隨著時間，天氣在不斷的變化更新的過程，本身傳播介質(zhì)的不穩(wěn)定必然導(dǎo)致傳播的信號的不穩(wěn)定性，呈現(xiàn)出一定的隨機性?？偨Y(jié)出引起短波通信多徑的原因大致為以下五種：1) 不同的傳輸方式，天波和地波傳輸；2) 多跳的傳輸特點；3) 經(jīng)過D,E,F1,F2不同層的反射；4) 發(fā)射時的不同角度；5) 電離層不平整和不均勻引起多個散射體。根據(jù)短波通信傳輸?shù)姆绞?，接收到的信號有直射波，反射波和繞射波，不同的波的類型就決定了信號到達(dá)接收端的時間不同，而就算都是反射波，由于電波經(jīng)過電離層反射一次稱之為一跳的話，同一的反射波可能會經(jīng)過不同跳數(shù)才能到達(dá)接收端，在反射的過程中就會引起信號不同程度的延時，這使得各路信號表現(xiàn)出不同的幅度和不同的相位。F層為反射層，F(xiàn)層又分為F1層和F2層，F(xiàn)1層較低，只出現(xiàn)在白天，到了晚上對于傳輸無反射能力，F(xiàn)2層會一直存在，而且在F2層中的電離仍然可以保持短波的傳輸，但由于殘留的電離濃度比較稀疏，短波通信系統(tǒng)工作頻率要低于白天。所以，短波在白天傳輸時，嚴(yán)重受到D層的制約，D層決定了發(fā)起良好傳輸所需要的功率和增益。明顯，D層最低，是吸收層，只有在白天會出現(xiàn)，在白天，太陽使得較低的大氣層加熱引起高度在90km以下的電離層形成。圖11 短波的傳輸方式 短波系統(tǒng)物理特點根據(jù)物理知識，對流層之上是電離層，而電離層的空氣較為稀薄，由D層，E層，F(xiàn)層組成，這3個層是位于環(huán)繞著地球不同高度的導(dǎo)電層，這些導(dǎo)電層深深影響著短波的傳輸。所以天波傳輸對于短波通信來說有著更加重