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單相三電平功率因數(shù)校正電路的研究[D][碩士。（3）盡管三電平PWM整流器電路比傳統(tǒng)的兩電平電路雖然主電路結構和控制均較為復雜，但在理論分析和試驗結論的基礎上，本研究驗證了前者所具有后者沒有的優(yōu)越性能，三電平整流器可以有效的減少電網(wǎng)的諧波污染，提高系統(tǒng)的功率因數(shù)，并能夠達到節(jié)能的目的。仿真結果包括穩(wěn)態(tài)結果和動態(tài)結果，即負載不變和負載突變的入端電流和直流側電壓的變化情況，仿真結果比較滿意。通過對其數(shù)學模型的分析建立，采用雙閉環(huán)SPWM的控制策略，分析本論文所采用的SPWM方法和中點電位平衡控制問題，并利用MATLAB/Simulink建立了仿真模型，仿真結果表明理論分析正確，實現(xiàn)了三電平整流器的直流側輸出電壓恒定、輸入電流低諧波、單位功率因數(shù)、直流側中點電壓平衡的目的。同時這種方法有效的控制了直流母線的電壓，使直流母線電壓波紋很小，響應速度快，具有一定的抗負載波動能力。其中圖56為三電平整流器直流側負載由50歐姆增加到100歐姆的過渡過程，可以看出入端電流和入端電壓是同相位的，；圖58為負載由200歐姆減小到100歐姆的過渡過程。 圖54 大負載（100）時的仿真結果（a）直流側電壓波形 (b)輸入端電壓電流波形 (c) 交流側橋臂輸入電壓波形圖55 小負載（10）時的仿真結果（a）直流側電壓波形 (b)輸入端電壓電流波形 (c)交流側橋臂輸入電壓波形 動態(tài)情況下的系統(tǒng)仿真結果分析 動態(tài)仿真實驗結果如圖56和57。圖55和56分別為為整流器系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)仿真結果（大負載100和小負載10兩種情況）。系統(tǒng)其它的仿真參數(shù)如下：交流側電動勢為頻率為50HZ、幅值220V的電壓源，電感值為2mH，直流側電容為4700uF，直流母線電壓給定為400v，功率模塊選用的是MOSFET，MOSFET的開關頻率為10kHz，負載R可變。比如，在系統(tǒng)中發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)超調(diào)過大而且系統(tǒng)振蕩，可以適當減小比例，同時增加積分時間，通過類似這樣的調(diào)節(jié)，來達到系統(tǒng)良好的控制品質。一般在實踐中總結的規(guī)律是，增大比例系數(shù)將加快系統(tǒng)的響應，減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，但過大的比例系數(shù)會使系統(tǒng)有較大的超調(diào)，并產(chǎn)生振蕩，使系統(tǒng)的穩(wěn)定性變差；積分時間的增大有利于減小超調(diào)，減小振蕩，但穩(wěn)態(tài)誤差的消除將隨之減慢。 圖52 計算調(diào)制波的simulink仿真模塊 圖53 生成SPWM的simulink仿真模塊 PI控制器設計系統(tǒng)的PI參數(shù)的獲取是設計的主要任務之一，合適的參數(shù)會使整個系統(tǒng)具有較好的動態(tài)特性，并滿足系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差。如圖51至5 4所示，它主要包括電源模塊、單相三電平整流橋模塊、雙閉環(huán)控制模塊，其中控制回路主要由SPWM生成模塊模塊以及PI控制器組成。 MATLAB/simulink仿真系統(tǒng)的設計本畢業(yè)設計仿真基于MATLAB/simulink環(huán)境，simulink仿真環(huán)境不僅提供了方便高效的圖形化建模方式，而且還提供了很多數(shù)學模型和仿真計算方面常用的標準模塊，能夠簡化編程工作，以直觀易用的圖形方式對電氣系統(tǒng)進行建模描述，因此使得整流器的仿真研究變得簡單方便。一旦仿真程序編制完成就可以無限的重復使用。計算機仿真則是對實驗的非常有效的補充。而如果在對裝置的特性不甚了解時就進行實驗，那么就極容易損壞設備，造成經(jīng)濟損失。這時往往需要做實驗。因此，中點電流導致了電容CC2兩端電壓的不平衡，需要在控制中加以補償。狀態(tài)UabS1aS2aS3aS4aS1bS2bS3bS4b① +2E 11000011② +E 01100011③ +E 11000110④ 0 01100110⑤ 0 1100011 0⑥ 0 00110011⑦ E 01101100⑧ E 00110110⑨ 2E 00111100 表41 開關狀態(tài)及相應的電壓（）根據(jù)表31可以得出A、B兩相的電壓的一種表達式為： 兩式相減，得 （41） 已知： (42) (43)其中， 、 分別為電源電壓的幅值和相角， 、 分別為電源電流的幅值和相角。本質上講，中點電位不平衡是由直流分壓電容充放電不均衡造成的，取決于開關模式的選擇、負載電流的方向及直流側電容大小等因素。這個問題會導致輸入電流的畸變而包含更多諧波，降低了整流器的輸出效率，甚至會造成開關器件關斷時承受電壓相差很大，嚴重時會導致開關器件擊穿。二極管箝位三電平整流器是多電平整流器中研究較多、應用較廣的拓撲結構，但是由于開關器件本身特性的不一致和變換器能量轉換時中點電位參與能量的傳輸，因此存在直流側電容電壓不平衡問題?？梢钥闯觯捎谝话阌嬎銠C控制系統(tǒng)采用恒定的采樣周期T，一旦確定了、只要使用前后3次測量值的偏差，即可由上式求出控制增量。 PID的一般動態(tài)方程為： （38） 當然在單片機中，應用求和代替積分，求差代替微分，具體表示如下式： （39）其中，——采樣序號，=0，l，2——第k次采樣時刻的單片機輸出值——第k次采樣時刻輸入的偏差值、——比例、積分、微分常數(shù) 由于位置式PID算法可能造成輸出的大幅度變化，因此會引起執(zhí)行機構位置的大幅度變化，這種情況往往是實踐中所不允許的，所以我們采用的是增量式PID算法，即輸出只是控制量的增量。 （3）魯棒性強，即其控制品質對被控特性的變化不太敏感。 PID控制器是一種線性控制器，它根據(jù)給定值與實際輸出值構成的控制偏差，將偏差的比例、積分和微分通過線性組合構成控制量，對被控對象進行控制。 圖310 規(guī)則采樣法 PID基本原理及數(shù)字化實現(xiàn) 在過去的十幾年里，PID控制，也就是比例積分微分控制在工業(yè)控制中得到了廣泛應用。按照SPWM控制的基本原理使用規(guī)則采樣法，它由經(jīng)過采樣的正弦波(實際上是階梯波)與三角波相交，由交點得出脈沖寬度。 圖39 SPWM調(diào)制波形產(chǎn)生原理圖左右橋臂四個開關管的導通由Ua或Ub決定，其規(guī)則如下：1，上端兩管S1a和S2a導通，其余管關斷 = 0，中間兩管S2a和S3a導通，其余管關斷 1，下端兩管S3a和S4a導通，其余管關斷 SPWM的單片機實現(xiàn)本文采用正弦調(diào)制波和兩個同相位的相對于x軸上下對稱的三角載波進行比較SPWM方法產(chǎn)生相電壓的調(diào)制脈沖，我們采用單極性調(diào)制方法，三角載波取軸上下對稱的波形，正弦波與上下三角波相交產(chǎn)生的調(diào)制波為A相，反正弦波與上下波相交產(chǎn)生的調(diào)制波為B相。正弦波與三角波相交時，如果正弦波瞬時值大于某個三角波的幅值，則開通相應的主功率器件輸出高電平，反之，則關斷器件輸出為低電平。把這種思想推廣到多電平整流器中，用幾個三角波信號和一個參考信號相比較產(chǎn)生SPWM信號。　　　　　　　　　　 圖38 用PWM波代替正弦半波 多電平SPWM調(diào)制法是從二電平SPWM調(diào)制法推廣而來。 圖37 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖把圖38（a）的正弦半波分成N等份，如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積（沖量）相等，就得到圖38（b）所示的脈沖序列。例如圖37（a）、（b）、（c）所示的三個窄脈沖形狀不同，其中37（a）為矩形脈沖，37（b）為三角波脈沖，37（c）為正弦半波脈沖，但他們的面積（即沖量）都等于1，那么當他們分別加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時，其輸出響應基本相同。這是一種最基本的調(diào)制方法，這種脈寬按正弦規(guī)律變化概念清晰，當載頻足夠高時具有很好的諧波特性，適用于IGBT、MOSFET等快速器件構成的電路。這個調(diào)制信號包含了和的相角和幅值的信息。為了減輕直流環(huán)節(jié)電壓PI調(diào)節(jié)器的負荷，改善PI調(diào)節(jié)器的動態(tài)響應，用直流環(huán)節(jié)的電流來計算給定電流的有效分量，并將它和相加，共同作為交流電流的給定值。 圖36 瞬態(tài)電流控制方案原理框圖 上述瞬態(tài)電流控制方案的工作原理是：中間直流環(huán)節(jié)電壓的給定值和反饋的實際直流電壓進行比較，當=時，誤差△E=0，PI調(diào)節(jié)器將保持恒定的輸出，這意味著四象限變流器直流側和交流側功率平衡；當時，△E0，將增加，四象限變流器輸入電流將增加，即輸出更大的功率。 瞬態(tài)電流控制 根據(jù)四象限變流器控制的基本原理，采用圖36所示的瞬態(tài)電流控制方案，可對四象限變流器進行控制。但該方式的不足是。每個時鐘周期對電流偏差判斷一次，使得PWM信號需