【正文】 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 31 第三章 整流器控制結(jié)構(gòu) 整流器的電流解耦控制 由式（ 224）給出的整流器穩(wěn)態(tài)模型可知，在 dq 坐標(biāo)系下，對(duì)整流橋施加不同的橋側(cè)電壓 du 、 qu ，則可相應(yīng)得到不同的輸入電。詳細(xì)闡述了規(guī)則采樣法和異步調(diào)制方式的特點(diǎn)，基于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)建立了整流級(jí)在靜止 abc 和旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。綜合以上因素，選擇 3300uF/450V 的電解電容作為直流電容。 直流電容的大小，不僅影響系統(tǒng)運(yùn)行特性和控制特性，同時(shí)影響整流器的帶載能力?？紤]直流電壓的抗擾性指標(biāo)： 12dc LC uR? ? （ 232） 12 0 .7 4rmdc L LtCu R R??? （ 233） 其中 *mu? 為 VSR 直流電壓最大動(dòng)態(tài)跌落值。從滿(mǎn)足電壓外環(huán)控制的跟隨性指標(biāo)來(lái)看，直流側(cè)的電容應(yīng)盡量小，以確保直流側(cè)電壓的快速跟蹤控制；而從滿(mǎn)足電壓外環(huán)控制的抗擾性指標(biāo)分析，直流側(cè)電容應(yīng)盡量大，以限制負(fù)載擾動(dòng)時(shí)的直流電壓動(dòng)態(tài)降落 [29]。 直流側(cè)輸出電容 作為電壓型 PWM 整流器的標(biāo)志，直流側(cè)輸出電容對(duì)整流器的影響主要是：（ 1）穩(wěn)定整流器輸出電壓；（ 2）抑制直流電壓脈動(dòng)；（ 3）減小輸入紋波（直流母線(xiàn)上的 n 次諧波經(jīng)過(guò) PWM 調(diào)制后會(huì)在網(wǎng)側(cè)輸入電流中產(chǎn)生 1n? 次諧波，增大輸出電容使得直流側(cè)電壓 諧波含量減小，從而減小輸入側(cè)電流諧波含量）；（ 4）為交流側(cè)與直流側(cè)的負(fù)載進(jìn)行能量交換提供緩沖空間；（ 5）輸出電容增大，抗負(fù)載擾動(dòng)能力變強(qiáng)，但其響應(yīng)速度也越慢 [8][9][12]。 再考慮整流器輸入頻率在 360Hz～ 800Hz 變化的特殊性，在電感電流不變的條件下，電感電壓隨電感電流基波 頻率升高而增大，前述參數(shù)計(jì)算基于供電頻率360Hz 時(shí)，各參數(shù)需作調(diào)整計(jì)算。本文設(shè)計(jì)直流輸出電壓 400V，是電感選擇的一個(gè)參考。 考慮電流控制的快速性時(shí)，有 [29]： 23 dcmUL I ?? （ 229） 考慮電流波形品質(zhì)即畸變率時(shí)，有： m a x( 2 3 )2dc m m sdcU E E TL Ui?? ? （ 230） 即： 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 29 m a x( 2 3 ) 223dc m m s dcdc mU E E T ULU i I ?? ??? 其中， dcU 為直流電壓， mE 為輸入相電壓峰值， mI 為輸入相電流基波峰值，sT 為 PWM 開(kāi)關(guān)周期， maxi? 為電流脈動(dòng)最大允許量，取為峰值電流的 20%， ? 為交流電源角頻率，得整流器輸入 360Hz 時(shí)，可使系統(tǒng)性 能滿(mǎn)足要求的電感取值為：0 .7 7 4 5 .7 5m H L m H??。 串聯(lián)電感不僅能降低交流電流脈動(dòng)，對(duì)整流器電流環(huán)的 動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)特性也有重要影響，而且制約著 VSR 的輸入功率因數(shù)、直流電壓幅值及穩(wěn)定性、電路輸出功率和帶載能力等。 交流測(cè)輸入電感 三相 電壓型 PWM 整流器正常工作時(shí)，能量在交流側(cè)與整流橋之間流動(dòng)并且儲(chǔ)存在交流側(cè)電感上，然后通過(guò)整流橋釋放到直流側(cè)，從而實(shí)現(xiàn)整流 [8][9][12]。因此，開(kāi)關(guān)頻率應(yīng)折衷選擇，不宜太高。 該模塊包含兩只功率 IGBT，內(nèi)置反并聯(lián)續(xù)流二極管，可作為半橋一路橋臂，開(kāi)關(guān)頻率高達(dá) 50kHz。 為簡(jiǎn)化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和控制，整流橋和逆變橋選擇了同類(lèi)型功率器件。在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，整流器有功功率和無(wú)功功率分別為： 3 ()23 ()2d d q qd q q dP e i e iQ e i e i? ?????? ???? （ 225） 功率電路參數(shù)計(jì)算 開(kāi)關(guān)器件的選擇 功率器件常因過(guò)壓、過(guò)流和過(guò)溫而損壞，造成系統(tǒng)故障、崩潰，因此，保證功率器件穩(wěn)定可靠工作，是控制器硬件設(shè)計(jì)的關(guān)鍵任務(wù)之一。但控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)，各量值必須使用同一種變換，及相應(yīng)逆變換，否則將因變換系數(shù)不同，造成數(shù)學(xué)模型與實(shí)際系統(tǒng)不符，交、直流功率不守恒，所設(shè)計(jì)的控制系 統(tǒng)失效。本文選用了等值坐標(biāo)變換，即變換前后需保持電壓合成矢量的幅值不變，因而變換矩陣出現(xiàn)調(diào)整系數(shù) 2/3。三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)中，由兩相電量可確定另外一相電量，故可選擇 ae 和 be 做變換，以減少交流電壓檢測(cè)電路，節(jié)省軟硬件資源。坐標(biāo)系之間的變換關(guān)系如圖28所示 [10]。 類(lèi)比三相交流電機(jī)系統(tǒng)，在三相電力系統(tǒng)中，要將三相靜止 abc 坐標(biāo)系下的電量轉(zhuǎn)換至同步旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系下，先要將 abc 坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到兩相靜止 ?? 坐標(biāo)系，再將 ?? 坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換成兩相同步旋轉(zhuǎn) dq 坐標(biāo)系，并得到坐標(biāo)變換矩陣。故 aN dc au u s? ，式（ 210）可改寫(xiě)為 0()a a a d c a NdiL R i e u s udt ? ? ? ? （ 211） 同理，可得 CB、 相電壓回路方程： 0()b b b d c b NdiL R i e u s udt ? ? ? ? （ 212） 0()c c c d c c NdiL R i e u s udt ? ? ? ? （ 213） 對(duì)于三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)，有： 00a b ca b ce e ei i i? ? ??? ? ? ?? （ 214） 聯(lián)立（ 211） ～ （ 214）式，得： 0 ,3dcNki a b cuus??? ? （ 215） 圖 27中，任意時(shí)刻總有三個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，其開(kāi)關(guān)模式共有 328? 種，直流側(cè)電流 dci 可描述為： dc a a b b c ci i s i s i s? ? ? （ 216） 另外，對(duì)直流側(cè)電容正極點(diǎn)處應(yīng)用基爾霍夫電流定律，得： 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 25 d c d c d cd c a a b b c cLLd u u uC i i s i s i sd t R R? ? ? ? ? ? （ 217） 因此， abc 靜止坐標(biāo)系下，三相 VSR 的數(shù)學(xué)模型為： , , , ,1()30dck k dck a b ckk k dc k jj a b ckkk a b c k a b cduC i s idtdiL Ri e u s sdtei????? ?????? ? ? ???? ???????? ( , , )k a b c? （ 218） 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下 VSR 數(shù)學(xué)模型 三相靜止 abc 坐標(biāo)系下的 VSR數(shù)學(xué)模型清晰直觀，但并不適于指導(dǎo)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。 首先 ，對(duì)開(kāi)關(guān)信號(hào) ks 定義如下： 0 T 1 T 41 T 4 T 1? ???aS功 率 管 導(dǎo) 通 ， 功 率 管 關(guān) 斷功 率 管 導(dǎo) 通 ， 功 率 管 關(guān) 斷 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 24 b0 T 3 T 61 T 6 T 3? ???S 功 率 管 導(dǎo) 通 ， 功 率 管 關(guān) 斷功 率 管 導(dǎo) 通 ， 功 率 管 關(guān) 斷 c0 T 5 T 21 T 2 T 5? ???S 功 率 管 導(dǎo) 通 ， 功 率 管 關(guān) 斷功 率 管 導(dǎo) 通 ， 功 率 管 關(guān) 斷 即： 1,0,ks ?? ?? 上 橋 臂 導(dǎo) 通 ， 下 橋 臂 關(guān) 斷上 橋 臂 關(guān) 斷 ， 下 橋 臂 導(dǎo) 通 ， 其中 ( , , )k a b c? （ 29） 將三相 VSR 開(kāi)關(guān)損耗等效電阻 sR 同濾波 電感 L 的等效電阻 lR 合并，用 R 表示，即 slR R R??。 aebceLlRabcdciCdcu()b ti LR0 c tti sRsRsRsRsRsR?ll apsansbpbnsscp 圖 27 三相 VSR等效拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖 圖 27中， lR 為交流電感串聯(lián)等效電阻， sR 為開(kāi)關(guān)損耗串聯(lián)等效電阻。 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 23 aebece RSLL aU bUcUSC?SRLR 圖 26 整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 上述結(jié)構(gòu)整流器，其電路模型也具有相應(yīng)特殊性。 LR 為直流等效負(fù)載。交流輸入側(cè)電感 L 使電路工作在升壓整流模式，同時(shí)抑制交流電流諧波，其參數(shù)對(duì)整流器的性能影響非常大，而且需要針對(duì)變頻應(yīng)用進(jìn)行 設(shè)計(jì)。 整流器的數(shù)學(xué)模型 三相靜止坐標(biāo)系下 VSR 數(shù)學(xué)模型 變頻輸入 SPWM 整流器的主電路拓?fù)淙鐖D 26，為三相半橋電壓型整流電路（ VSRvoltage source rectifier） 。 不同的調(diào)制方式生成的 SPWM 波形，本質(zhì)上沒(méi)有區(qū)別，但在整流器的控制應(yīng)用時(shí)，希望盡量減少開(kāi)關(guān)動(dòng)作，以降低開(kāi)關(guān)損耗，同時(shí)具有電壓利用率高、調(diào)制比高、電流 THD 低、易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)和控制，執(zhí)行時(shí)間短等優(yōu)點(diǎn) [25]。整流器的輸入強(qiáng)調(diào)電流波形，因而線(xiàn)性調(diào)制為首選。線(xiàn)性模式指調(diào)制信號(hào)峰值不大于載波信號(hào)峰值。該方法雖然可以很好地消除指定的低次諧波，但是剩余未消去的較低次諧波的幅值可能會(huì)很大，而且同樣存在計(jì)算復(fù)雜的缺點(diǎn)。 1 ( ) (1 sin )24 cc r DTT a t? ? ?? ? ? ? （ 27） 占空比為 / cDT?? （ 28） 4. 低次諧波消去法：以消去 PWM 波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。? 圖 25 規(guī)則采樣法 設(shè)三角載波的幅值為 1，正弦調(diào)制波公式為 sinrru a t?? （ 24） 其中， a 為調(diào)制度， 01a??； r? 為信號(hào)波角頻率。 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 21 0u t00u tDABAt BtDcu rucT2?2??39。每個(gè)脈沖中點(diǎn)為相應(yīng)三角波中點(diǎn)，計(jì)算大為簡(jiǎn)化。 （ 2）規(guī)則采樣法：設(shè)三角波兩個(gè)正峰值間為一個(gè)采樣周期 cT 。正弦波在不同相位角的值不同，因而與三角波相交所得到的脈沖寬度不同。 3. 軟件生成法：微機(jī)技術(shù)發(fā)展使得軟件生成 SPWM波形變得容易，軟件生成法應(yīng)運(yùn)而生。實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，可以用模擬電路構(gòu)成。其原理是將所希望獲得的波形作為調(diào)制波，將接受調(diào)制的波形作為載波，通過(guò)調(diào)制波對(duì)載波的調(diào)制得到 PWM波形。但存在計(jì)算繁瑣、數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大、實(shí)時(shí)性差的缺點(diǎn)。用同樣數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計(jì)算各脈沖的寬度和間隔，將這些數(shù)據(jù)存于微機(jī)中，通過(guò)查表方式生成 PWM 信號(hào)控制開(kāi)關(guān)器件通斷，以達(dá)到預(yù)期控制效果。下面詳細(xì)介紹幾種常用的 SPWM 波形實(shí)現(xiàn)方法，并分析各自的特點(diǎn)。調(diào)制法將希望輸出的正弦波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過(guò)正弦調(diào)制波與載波比較得到所期望的 SPWM 波形。 0u0u t?t? 圖 24 與正弦半波等效的 SPWM波 SPWM波形生成方法 SPWM 波形生成方法分為計(jì)算法和調(diào)制法。對(duì)于正弦波負(fù)半周，也可用同樣方法得到相應(yīng)的 SPWM波形?？梢钥闯?，各脈沖幅值相等，而寬度按正弦波規(guī)律變化。這些脈沖寬度相等，都等于 /N? ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線(xiàn)，而是曲線(xiàn)，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。 本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 19 0 0 0 0( a )( b ) ( c ) ( d )()t?ft()ft()ft()ftt t t 圖 23形狀不同而沖量相等的各種窄脈沖 上述原理稱(chēng)為面積等效原理，是 PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一個(gè)環(huán)節(jié)上時(shí)，其輸出響應(yīng)基本相同。用傅立葉變換對(duì)各輸出波形進(jìn)行分析，其低頻段非常接近，僅高頻段略有差異。沖量指窄脈沖的面